Контроллер ККМ (PFC) L6561
В одной из предыдущих статей мы рассмотрели общий принцип работы активных корректоров коэффициента мощности (ККМ или PFC). Однако ни одна схема корректора не заработает без контроллера, задача которого — правильно организовать управление полевым транзистором в общей схеме.
В качестве яркого примера универсального PFC-контроллера для реализации ККМ можно привести популярную микросхему L6561, которая выпускается в SO-8 и DIP-8 корпусах, и предназначается для построения сетевых блоков коррекции коэффициента мощности номиналом до 400 Вт (без применения дополнительного внешнего драйвера управления затвором).
Режим управления Boost-ШИМ, характерный для данного контроллера, позволяет добиться коэффициента мощности до 0,99 с искажениями тока в пределах 5% при первичном напряжении переменного тока от 85 до 265 вольт. Далее рассмотрим назначение выводов микросхемы и типовую схему ее применения.
Вывод№1 — INV – inverting input
Данный вывод является инвертирующим входом усилителя ошибки, задача которого — в режиме реального времени измерять постоянное напряжение на выходном конденсаторе преобразователя с тем, чтобы поддержать его постоянным и без превышения. Выходное напряжение измеряется с помощью резистивного делителя.
Пороговое напряжение срабатывания усилителя составляет здесь 2,5 вольта. Не важно, на какое выходное напряжение изготавливается преобразователь: 240, 350, 400 вольт, — если напряжение на нижнем плече резистивного делителя достигло пороговых 2,5 вольт, в этот момент работа внутреннего драйвера выходного каскада блокируется и дальнейшее повышение выходного напряжения предотвращается. Для срабатывания усилителя ошибки достаточно входного тока в пределах 250-400 мкА.
Вывод№2 — COMP – compensation network
Данный вывод является выходом компаратора усилителя ошибки, он предназначен для установки внешней цепи коррекции АЧХ усилителя. Цель, с которой сюда добавляют внешние компоненты, — защита от паразитного самовозбуждения усилителя при замкнутой петле обратной связи по напряжению. В теорию вдаваться не будем, просто отметим данный аспект.
Вывод№3 — MULT — multiplier
На этот вывод, через резистивный делитель, который установлен на входе сразу после выпрямителя и пленочного конденсатора, подается выпрямленное напряжение сети переменного тока, форма которого синусоидальна, а амплитуда его достигает 3,5 вольт, причем в каждый момент времени это напряжение пропорционально амплитуде выпрямленного напряжения, подаваемого на рабочий дроссель.
Таким образом, через данный вход к контроллеру поступает информация о текущей фазе синусоиды (точнее ее половины, полученной путем выпрямления диодным мостом) напряжения, подаваемого к преобразователю — это опорный синусоидальный сигнал для токовой петли.
Вывод№4 — CS – current sensor
К данному входу подается напряжение с токового шунта, который установлен в истоковой цепи полевого транзистора. Пороговое напряжение составляет здесь от 1,6 до 1,8 вольт, с этого момента ток в рамках периода больше не повышается, так как данный порог считается пределом для полевого транзистора. Этот вывод служит для защиты полевого транзистора от перегрузки по току путем регулировки ширины рабочего импульса (ШИМ), — как только предел тока достигнут, сразу прекращается текущий импульс управления транзистором, и драйвер разряжает затвор.
Вывод№5 — ZCD – zero current detector
На данный вывод подается напряжение с датчика нулевого тока, которое поступает от дополнительной обмотки дросселя, подключенной к микросхеме через резистор. Когда очередной цикл передачи энергии от дросселя к нагрузке завершен, ток дросселя падает до нуля, следовательно и напряжение на дополнительной обмотке будет нулевым. В этот момент компаратор детектора нуля дает команду на начало очередного цикла отпирания внешнего транзистора для отработки следующего периода накопления энергии дросселем, и так по кругу.
Вывод№6 — GND — Ground
Сюда подключается общий провод, шина заземления.
Вывод№7 — GD – Gate driver output
Выход двухтактного драйвера типа push-pull для управления внешним транзистором. Данный выходной каскад способен обеспечить пиковый ток управления затвором (заряд и разряд затвора) в 400 мА. Если такой величины тока мало, то можно прибегнуть к подключению внешнего, более мощного драйвера управления затвором.
Вывод№8 — Vcc – Supply voltage
Вход положительного питания относительно GND, рассчитан на диапазон от 11 до 18 вольт. Возможно питание прямо от дополнительной обмотки рабочего дросселя (от обмотки датчика нулевого тока), как и предлагается в даташите на микросхему. При питании напряжением 12 вольт, когда ключ работает на частоте в 70 кГц и при емкости затвора 1нФ, микросхема потребляет ток до 5,5 мА. В даташите приводится схема получения стабилизированного напряжения для питания микросхемы при помощи стабилитрона 1N5248B.
Телеграмм канал для тех, кто каждый день хочет узнавать новое и интересное: Школа для электрика
Если Вам понравилась эта статья, поделитесь ссылкой на неё в социальных сетях. Это сильно поможет развитию нашего сайта!
Контроллеры корректоров коэффициента мощности L656x
Новые контроллеры корректоров мощности L656x от компании STMicroelectronics помогут привести разработки в соответствие со стандартом МЭК IEC 1000-3-2. В статье изложены основные теоретические аспекты, связанные с этой проблемой, и практические способы их реализации.
Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, импульсных источников питания приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с большим процентом содержания высоких гармоник. Из-за этого могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Также это приводит к снижению активной мощности сети.
В целях предотвращения подобного негативного воздействия на питающие сети в Европе и США действует стандарт МЭК IEC 1000-3-2, определяющий нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Начиная с 80-х годов прошлого века и по сей день, эти нормы последовательно ужесточаются, что вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности.
Начиная с 80-х годов прошлого столетия, в вышеупомянутых странах начали активно разрабатываться и использоваться микросхемы, на базе которых можно легко создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов.
В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации, подобных ограничений для потребителей электроэнергии не вводилось. По этой причине вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров, надежных в работе и недорогих по стоимости.
Мощность искажения и обобщенный коэффициент мощности
Негативное влияние на питающую сеть определяется двумя составляющими: искажение формы тока питающей сети и потребление реактивной мощности. Степень влияния потребителя на питающую сеть зависит от его мощности.
Искажение формы тока обусловлено тем, что ток на входе вентильного преобразователя несинусоидальный (рисунок 1). Несинусоидальные токи создают на внутреннем сопротивлении питающей сети несинусоидальные падения напряжения, вызывая искажения формы питающего напряжения. Несинусоидальные напряжения сети раскладываются в ряд Фурье на нечетные синусоидальные составляющие высших гармоник. Первая – основная (та, которая должна быть в идеале), третья, пятая и т.д. Высшие гармоники оказывают крайне негативное влияние на многих потребителей, заставляя их применять специальные (зачастую весьма дорогостоящие) меры по их нейтрализации.
Рис. 1. Искажение формы тока на входе вентильного преобразователя
Потребление реактивной мощности приводит к отставанию тока от напряжения на угол (рисунок 2). Реактивную мощность потребляют выпрямители, использующие однооперационные тиристоры, задерживающие момент включения относительно точки естественной коммутации, что вызывает отставание тока от напряжения. Но еще больше реактивной мощности потребляют асинхронные электродвигатели, имеющие преимущественно индуктивный характер нагрузки. Это влечет колоссальные потери полезной мощности, за которую, к тому же, никто не хочет платить – бытовые электросчетчики считают только активную мощность.
Рис. 2. Формы тока и напряжения в сети при работе на реактивную нагрузку
Для описания воздействия преобразователя на питающую сеть введено понятие полной мощности:
, где:
 |
– эффективное значение первичного напряжения, |
 |
– эффективное значение первичного тока, |
 |
– эффективные значения напряжения и тока первичной гармоники, |
 |
– эффективные значения напряжений и тока высших гармоник. |
Если первичное напряжение синусоидальное – 
, тогда:
, где
,
,
ϕ1 – угол сдвига фаз между синусоидальным напряжением и первой гармоникой тока.
N – мощность искажения, вызванная протеканием в сети токов высших гармоник. Средняя за период мощность, обусловленная этими гармониками равна нулю, т.к. частоты гармоник и первичного напряжения не совпадают.
Высшие гармоники токов вызывают помехи в чувствительном оборудовании и дополнительные потери от вихревых токов в сетевых трансформаторах.
Для вентильных преобразователей вводится понятие коэффициента мощности χ, характеризующее эффект реактивной мощности и мощности искажений:
,
– коэффициент искажения первичного тока.
Таким образом, очевидно, что коэффициент мощности зависит от угла запаздывания тока относительно напряжения и величины высших гармоник тока.
Методы повышения коэффициента мощности
Существует несколько способов уменьшения негативного влияния преобразователя на питающую сеть. Вот некоторые из них:
- Использование многоступенчатого фазового управления (рисунок 3).
Рис. 3. Использование многоступенчатого фазового управления
Применение выпрямителя с отводами от трансформатора приводит к увеличению числа пульсаций за период. Чем больше ответвлений от трансформатора, тем больше число пульсаций за период, тем ближе форма входного тока к синусоидальной. Существенным недостатком этого метода является высокая стоимость и габариты трансформатора с достаточным количеством ответвлений (для достижения эффекта их должно быть больше, чем на рисунке). Изготовление моточного элемента такой сложности – весьма непростая задача, плохо поддающаяся автоматизации – отсюда и цена. А если разрабатываемый источник вторичного электропитания мелкосерийный, то такой способ однозначно неприемлем.
Рис. 4. Многофазный выпрямитель
- Увеличения фазности выпрямителя. Метод приводит к увеличению числа пульсаций за период. Недостатком метода является очень сложная конструкция трансформатора, дорогой и громоздкий выпрямитель. Кроме того, не у всех потребителей имеется трехфазная сеть.
- Использование корректоров коэффициента мощности (ККМ). Существуют электронные и неэлектронные ККМ. В качестве неэлектронных ККМ широко применяются электромагнитные компенсаторы реактивной мощности – синхронные двигатели, вырабатывающие в сеть реактивную мощность. Очевидно, в силу понятных причин, такие системы непригодны для бытового потребителя. Электронные ККМ – система схемотехнических решений, призванная увеличить коэффициент мощности – является, пожалуй, самым оптимальным решением для бытового потребления.
Принцип работы ККМ
Основная задача ККМ – сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать от сети ток не короткими интервалами, а на всем периоде работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Для этих целей пригодны преобразователи с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу.
Методы коррекции можно условно разделить на низкочастотные и высокочастотные. Если частота работы корректора намного выше частоты питающей сети – это высокочастотный корректор, в противном случае – низкочастотный.
Рассмотрим принцип работы типового корректора мощности (рисунок 5). На положительной полуволне, в момент перехода сетевого напряжения через ноль, открывается транзистор VT1, ток протекает по цепи L1-VD3-VD8. После запирания транзистора VT1, дроссель начинает отдавать накопленную в нем энергию, через диоды VD1 и VD6 в фильтрующий конденсатор и нагрузку. При отрицательной полуволне процесс имеет аналогичный характер, только работают другие пары диодов. В результате применения такого корректора ток потребления имеет псевдосинусоидальный характер, а коэффициент мощности достигает значения 0,96. 0,98. Недостатком такой схемы являются большие габариты, обусловленные применением низкочастотного дросселя.
Рис. 5. Типовая схема низкочастотного ККМ
Повышение частоты работы ККМ позволяет сократить габариты фильтра (рисунок 6). При открытом силовом ключе VT1 ток в дросселе L1 линейно нарастает – при этом диод VD5 заперт, а конденсатор С1 разряжается на нагрузку.
Рис. 6. Схема высокочастотного ККМ
Затем транзистор запирается, напряжение на дросселе L1 отпирает диод VD5 и дроссель отдает накопленную энергию конденсатору, одновременно питая нагрузку (рисунок 7). В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции путем динамического изменения рабочего цикла (т.е. путем согласования цикла с огибающей напряжения сетевого выпрямителя).
Рис. 7. Формы напряжений и токов высокочастотного ККМ: а) с переменной частотой коммутации, б) с постоянной частотой коммутации
Микросхемы для построения высокоэффективных корректоров от STMicroelectronics
Учитывая возможности современной электронной индустрии, высокочастотные ККМ являются оптимальным выбором. Интегральное исполнение всего корректора мощности или его управляющей части стало, по сути, стандартом. В настоящее время существует большее многообразие микросхем управления для построения схем ККМ, выпускаемых различными производителями. Среди всего этого многообразия стоит обратить внимание на микросхемы L6561/2/3, выпускаемые компанией STMicroelectronics (www.st.com).
L6561, L6562 и L6563 – серия микросхем, специально спроектированных инженерами компании STMicroelectronics для построения высокоэффективных корректоров коэффициента мощности (табл. 1).
L6561 — как проверить, аналоги, datasheet, схемы включения
Данный вывод является инвертирующим входом усилителя ошибки, задача которого — в режиме реального времени измерять постоянное напряжение на выходном конденсаторе преобразователя с тем, чтобы поддержать его постоянным и без превышения. Выходное напряжение измеряется с помощью резистивного делителя.
Пороговое напряжение срабатывания усилителя составляет здесь 2,5 вольта. Не важно, на какое выходное напряжение изготавливается преобразователь: 240, 350, 400 вольт, — если напряжение на нижнем плече резистивного делителя достигло пороговых 2,5 вольт, в этот момент работа внутреннего драйвера выходного каскада блокируется и дальнейшее повышение выходного напряжения предотвращается. Для срабатывания усилителя ошибки достаточно входного тока в пределах 250-400 мкА.
Вывод№2 — COMP – compensation network
Данный вывод является выходом компаратора усилителя ошибки, он предназначен для установки внешней цепи коррекции АЧХ усилителя. Цель, с которой сюда добавляют внешние компоненты, — защита от паразитного самовозбуждения усилителя при замкнутой петле обратной связи по напряжению. В теорию вдаваться не будем, просто отметим данный аспект.
Вывод№3 — MULT — multiplier
На этот вывод, через резистивный делитель, который установлен на входе сразу после выпрямителя и пленочного конденсатора, подается выпрямленное напряжение сети переменного тока, форма которого синусоидальна, а амплитуда его достигает 3,5 вольт, причем в каждый момент времени это напряжение пропорционально амплитуде выпрямленного напряжения, подаваемого на рабочий дроссель.
Таким образом, через данный вход к контроллеру поступает информация о текущей фазе синусоиды (точнее ее половины, полученной путем выпрямления диодным мостом) напряжения, подаваемого к преобразователю — это опорный синусоидальный сигнал для токовой петли.
Вывод№4 — CS – current sensor
К данному входу подается напряжение с токового шунта, который установлен в истоковой цепи полевого транзистора. Пороговое напряжение составляет здесь от 1,6 до 1,8 вольт, с этого момента ток в рамках периода больше не повышается, так как данный порог считается пределом для полевого транзистора. Этот вывод служит для защиты полевого транзистора от перегрузки по току путем регулировки ширины рабочего импульса (ШИМ), — как только предел тока достигнут, сразу прекращается текущий импульс управления транзистором, и драйвер разряжает затвор.
Вывод№5 — ZCD – zero current detector
На данный вывод подается напряжение с датчика нулевого тока, которое поступает от дополнительной обмотки дросселя, подключенной к микросхеме через резистор. Когда очередной цикл передачи энергии от дросселя к нагрузке завершен, ток дросселя падает до нуля, следовательно и напряжение на дополнительной обмотке будет нулевым. В этот момент компаратор детектора нуля дает команду на начало очередного цикла отпирания внешнего транзистора для отработки следующего периода накопления энергии дросселем, и так по кругу.
Вывод№6 — GND — Ground
Сюда подключается общий провод, шина заземления.
Вывод№7 — GD – Gate driver output
Выход двухтактного драйвера типа push-pull для управления внешним транзистором. Данный выходной каскад способен обеспечить пиковый ток управления затвором (заряд и разряд затвора) в 400 мА. Если такой величины тока мало, то можно прибегнуть к подключению внешнего, более мощного драйвера управления затвором.
Вывод№8 — Vcc – Supply voltage
Вход положительного питания относительно GND, рассчитан на диапазон от 11 до 18 вольт. Возможно питание прямо от дополнительной обмотки рабочего дросселя (от обмотки датчика нулевого тока), как и предлагается в даташите на микросхему. При питании напряжением 12 вольт, когда ключ работает на частоте в 70 кГц и при емкости затвора 1нФ, микросхема потребляет ток до 5,5 мА. В даташите приводится схема получения стабилизированного напряжения для питания микросхемы при помощи стабилитрона 1N5248B.
L6561 схема включения как работает
Повышающий драйвер для светодиодов из блока питания от принтера и МС L6561
Автор: Enemigo
Опубликовано 21.11.2018
Создано при помощи КотоРед.
Рассмотрим нестандартное приложение микросхемы корректора коэффициента мощности для создания повышающего преобразователя, который можно использовать, как источник постоянного тока при питании цепочки светодиодов. За основу взят блок питания от старого струйного принтера. Этот блок питания, согласно маркировки, обеспечивает два стабильных напряжения 32В и 24В с током 0,95А и 0,75А соответственно. Таким образом, линия 32В может обеспечить максимум 30Вт энергии. Построим повышающий преобразователь мощностью около 20Вт, т.е. мы собираемся запитать цепочку светодиодов током 0,3А при напряжении около 60В. Для этого используем микросхему L6561, которая предназначена для преобразования переменного сетевого напряжения в постоянное.
Микросхема L6561 использует вход CS для отслеживания тока через индуктор. В момент запуска на выходе GD появляется напряжение, близкое к напряжению питания, которое открывает транзистор. При превышении напряжения на токовом датчике некоторого порогового уровня транзисторный ключ закрывается и индуктор отдает запасенную в нем энергию в нагрузку. Согласно документации, пороговое значение на входе CS составляет 1,7В, что неприемлемо для нашего приложения с малым током в нагрузке. Но, пороговое напряжение способно изменяться в зависимости от двух факторов:
1. Напряжение на входе COMP
2. Напряжение на входе MULT.
Вход COMP управляет углом наклона прямой, связывающей вход MULT с порогом CS. 
Воспользуемся этим. Установим на входе COMP минимальное допустимое напряжение 2.8В (если сделать меньше микросхема включает режим экономии), а на входе MULT 2,5В. Тогда пороговое напряжение на входе CS будет около 0,2В. Нужное напряжение на выходе COMP получить путем настройки соответствующей обратной связи встроенного усилителя, а на вход MULT подавать напряжение с входа INV, т.к. там как раз за счет обратной связи установится 2,5В.
Чтобы схема не взрывалась без нагрузки, заведем обратную связь на вход INV через диод.
Еще одна особенность микросхемы L6561 — это алгоритм запуска очередного цикла зарядки индуктора. Для этого используется вход ZCD, на котором должен произойти перепад напряжения: рост выше 2В и спад до уровня 1,6В запускает новый цикл. В стандартной схеме ККМ вывод ZCD подключен к выводу вторичной обмотки индуктора. Если сделать также, у нас получится повышающий преобразователь, работающий в переходном режиме с большими колебаниями тока от нуля до максимума. Мы же будем обеспечивать нужный перепад «вручную», используя внешний конденсатор и цепи его заряда-разряда для преобразования энергии в режиме непрерывного тока.
Напряжение питания микросхемы будем брать с понижающего источника, запитанного от 24В, который можно построить на базе чипа 7812.
Обозначим выходное напряжение Vout = 60В, входное напряжение Vin = 32В, выходной ток Iout = 0,3А, частоту преобразования f = 100кГц. Выберем индуктивность катушки L = 1мГ.
Вычислим коэффициент преобразования k = Vout/Vin = 60/32 = 0,533.
Вычислим амплитуду колебаний тока в индукторе DI = Vout / (2 f L) * k * (1 — k) = 0,025А.
Определим максимальный ток в индукторе Imax = Iout/k + DI = 0,587А.
Определим минимальный ток в индукторе Imin = Iout/k — DI = 0,538А.
Время отрытого ключа ton = 2*L*DI/Vin = 4,667мкс
Время закрытого ключа toff = 2*L*DI/(Vout-Vin) = 5,333мкс
Частота f = 1/(ton + toff) = 100кГц
Выходной ток Iout = (Imax + Imin)/(2*(1+ton/toff)) = 0,3А
Выбор элементов схемы следует начать с индуктора. Если индуктивность известна, следует выполнить расчеты из предыдущего раздела и далее выбирать остальные компоненты. Если индуктивность неизвестна, можно установить требуемый ток регулировкой резистора R1 и/или R3 при наладке схемы. В реализованной схеме использован дроссель от КЛЛ мощности 20Вт неизвестной индуктивности.
Обозначим максимальное напряжение на входе ZCD (согласно документации на схему) Vzcd_clamp = 5,7В, напряжение срабатывания (та же документация) Vzcd_trigger = 1,6В и вычислим коэффициент
c = ln(Vzcd_clamp/Vzcd_trigger) = 1.27.
Выберем C2 = 1нФ, а R1 вычислим по формуле R1 = toff/(c*C2) = 4,198кОм.
В реальности можно поставить, что-либо близкое к расчетному, например, 3,9кОм-4,3кОм, а затем установить требуемый ток на выходе с помощью R3.
Вспомогательные R9, C3 не ставятся вовсе или ставятся тех номиналов, как указано на схеме или близкие к ним (они обеспечивают более быстрый заряд конденсатора С2).
Резистор шунта R5 можно устанавливать от 0,33Ом и выше, но следует помнить, что при высоких номиналах шунта увеличивается их нагрев. Максимальное сопротивление 2,9Ом будет рассеивать мощность 1Вт. Если вас устраивает такой расклад, нет необходимости городить обратную связь на выходе COMP и его можно просто замкнуть на MULT. Пороговое напряжение будет около 1,7В.
Обратная связь по напряжению в таких схемах необходима. Иначе при включении без нагрузки или при выходе из строя диодов цепочки напряжение на выходе будет некотролируемо расти с нехорошими последствиями. Выход INV нами уже задействован в схеме обратной связи встроенного усислителя. Но, в микросхеме ограничение напряжения на выходе сделано хитрым образом. В усилителе имеется датчик входного тока. Разработчики схемы предположили, что в установившемся режиме на входе INV будет 2,5В и ток в этот вход не течет. Когда напряжение на выходе зашкаливает, ток начинает проникать в усилитель, где обнаруживается специальным датчиком. При токе 40мкА микросхема блокируется. Воспользуемся этим. Подадим часть напряжения со выхода устройства на вход INV через развязочный диод. Таким образом делитель напряжения следует расчитывать так: резистор R6 должен обеспечивать ток больше 40мкА. Соблюсти соотношение (R6+R7)/R7 = Vcr/2.8В. При номиналах, указанных на схеме ограничение дает Vcr = 80В на выходе. Здесь не учтена утечка через R3, левое плечо нужно в расчетах пристраивать параллельно R7. Сойдет и так: высокая точность ограничения напряжения здесь ни к чему
Диод D1 (Fast) и ключ Q1 должны быть с максимально допустимым напряжением пробоя выше 100В.
Конденсатор C1 служит для ограничения колебаний тока через диоды. Расчитан на напряжение 100В. Емкость нужна от 1мкФ, чем больше тем лучше. Нельзя подключать светодиоды ко входу устройства после его включения т.к. на конденсаторе присутствует повышенное напряжение. При высокой емкости заряда может хватить, чтобы вывести из строя светодиоды
При отключенном ключе движком R3 установить на входе COMP напряжение 2,8В или чуть ниже. Установить ключ. Проверить на выходе устройства наличие высокого напряжения. Разрядить конденсатор через лампу накаливания. Подключить лампу накаливания. Проверить выходой ток и напряжение. Мощность на выходе должна быть грубо близка к расчетной (не выше). Установить светодиоды. Движком R3 установить требуемый ток 0,3А. Точность поддержания тока во времени не высокая — ток слегка, но растет с нагревом светодиодов, поэтому не рекомендуется выставлять на выходе предельную величину тока по паспорту для светодиодов при наладке.
При наличии осцилографа установить расчетное ton движком R3, toff движком R1. Проконтролировать насыщение дросселя.
При желании можно организовать диммирование светодиодов за счет корректировки тока, протекающего через них. Для этого меняется напряжение на входе MULT от 0 до 2,5В, но в середине диапазона может наблюдаться неустойчивое свечение. Как вариант можно сделать трех режимный переключатель 100%/30%/0% яркости.