Для чего нужен детектор нуля

29

Детекторы перехода сетевого напряжения через ноль на стабилизаторах тока и оптронах

Детекторы перехода сетевого напряжения через ноль очень часто применяют в устройствах управления различными электронными, электромеханическими устройствами или нагревателями, питающимися от сети.

Для построения такого детектора часто используют схему, показанную на рис. 1. Работает этот детектор так. Пульсирующее напряжение с выхода диодного моста VD1 через резистор R1 поступает на излучающий диод оптрона U1. Под действием этого излучения фототранзистор оптрона открывается и напряжение на нём уменьшается. Поскольку ток через излучающий диод оптрона носит пульсирующий характер, этот детектор формирует импульс высокого логического уровня при каждом переходе сетевого напряжения через ноль, т. е. в тот момент, когда ток через излучающий диод оптрона недотаточен для открывания фототранзистора оптрона. Точнее, когда фототранзистор закрывается, формируется фронт импульса, а когда открывается и переходит в режим насыщения, то формируется спад импульса.

Рис. 1. Схема для построения детектора

Длительность этого импульса и потребляемая детектором мощность зависят от сопротивлений резисторов R1, R2, напряжения сети и параметров применённого оптрона. Чем шире импульс, тем больше погрешность между моментом перехода сетевого напряжения через ноль и фронтом этого импульса.

Требования к резистору R1 противоречивы. С одной стороны, для повышения экономичности устройства сопротивление этого резистора необходимо увеличивать, но это приведёт к увеличению длительности выходного импульса детектора. С другой стороны, для уменьшения длительности импульса сопротивление резистора R1 следует уменьшать, но это приведёт к увеличению мощности, потребляемой детектором. С уменьшением напряжения сети длительность импульса уменьшается вплоть до его исчезновения. С увеличением сопротивления резистора R2 длительность импульса увеличивается, но при этом увеличивается и длительность фронта.

Один из основных параметров оп-трона, который оказывает влияние на параметры выходного импульса, — коэффициент передачи тока. Чем больше этот коэффициент, тем больше чувствительность детектора, т. е. при меньшем токе через излучающий диод оптрона можно получить нормальный импульс, т. е. уменьшить энергопотребление детектора. Если длительность импульса не имеет значения, все элементы следует выбирать исходя из повышения экономичности.

Однако в некоторых случаях требуется оптимизация параметров детектора, например, с целью повышения экономичности или уменьшения длительности импульса. Вопросам решения такой задачи посвящена статья [1], в которой для достижения этих целей авторы предлагают использовать в детекторе стабилизатор тока на двух биполярных транзисторах. Благодаря такому стабилизатору одновременно с повышением экономичности удалось уменьшить и длительность импульса. А для дальнейшего улучшения параметров предлагается такой стабилизатор снабдить параметрическим стабилизатором напряжения. Однако это существенно усложняет схему детектора, а значит, его массу и габаритные размеры.

Реализовать детектор со стабилизатором тока и при этом существенно упростить схему можно, если применить одну из специализированных микросхем стабилизатора тока [2-5]. Эти микросхемы предназначены для применения в качестве драйверов в светодиодных сетевых лампах. Они рассчитаны для работы в цепях постоянного тока с напряжением до 450 В и обеспечивают стабилизацию тока до нескольких десятков миллиампер, значение которого можно установить с помощью внешнего резистора. Эти микросхемы выходят на режим стабилизации тока уже при напряжении на них 4.6 В [6], поэтому их можно с успехом применить в детекторе перехода сетевого напряжения через ноль.

Рис. 2. Схема детектора

Схема такого детектора показана на рис. 2. Как видно, детектор содержит немного деталей. Ток стабилизации I_ст устанавливают резистором R1 = 0,6/I_ст. Если применить оптрон с большим коэффициентом передачи по току, через излучающий диод оптрона можно установить сравнительно небольшой ток, что обеспечит экономичность детектора. Для указанных на схеме элементов ток стабилизации — около 1 мА, а длительность выходного импульса — 50. 70 мкс.

Поскольку упомянутые микросхемы часто применяют в светодиодных сетевых лампах, а неисправных ламп, к сожалению, в распоряжении радиолюбителей становится всё больше и больше, то, скорее всего, найдутся такие, в которых и установлены именно такие микросхемы или их аналоги. Кроме того, в лампах найдётся и диодный мост. С учётом того что основная причина выхода ламп из строя — перегорание светодиодов, диодный мост и мик-росхема стабилизатора остаются исправными. К таким лампам относятся, например, лампы торговой марки "Онлайт". Именно элементы этой лампы и использованы в детекторе. Плата этой лампы мощностью 10 Вт показана на рис. 3. На ней, кроме светодиодов и резисторов, установлены необходимые для детектора диодный мост 1 и микросхема стабилизатора тока 2.

Рис. 3. Плата лампы мощностью 10 Вт

Но детектор может быть ещё проще, если применить микросхему BP5133 (корпус HSPO-7), в которой совмещены стабилизатор тока и мостовой выпрямитель. Эта микросхема, например, применена в некоторых лампах торговой марки "Эра". На рис. 4 показана плата такой лампы мощностью 15 Вт с установленной микросхемой. Здесь, между прочим, следует обратить внимание не только на микросхему 1, но и на качество изготовления самой лампы. Соединение между платой и цоколем сделано отрезками проводов, но не с помощью пайки, а за счёт использования разъёма DZ2. При сборке лампы провода просто вставляют в разъём, где они фиксируются. На рис. 4 видно, что один из этих проводов 2 загнут и находится в опасной близости к другому.

Рис. 4. П лата лампы мощностью 15 Вт с установленной микросхемой

Рис. 5. Схема детектора перехода сетевого напряжения через ноль на микросхеме BP5133

Схема детектора перехода сетевого напряжения через ноль на микросхеме BP5133 показана на рис. 5. Схема включения этой микросхемы составлена исходя из её включения в светодиодной лампе. Ток стабилизации (около 1 мА) задан резистором R1 = 0,6/I_ст, длительность выходного импульса при напряжении 230 В и указанных на схеме элементах — 60. 80 мкс.

Для построения детекторов перехода сетевого напряжения через ноль можно применить и другие микросхемы линейных стабилизаторов напряжения, используемых в драйверах сетевых светодиодных ламп.

1. Басов Г., Исаков С. Детектор нуля сетевого напряжения на оптроне. — Радио, 2022, № 6, с. 24-28.

2. PT4515. — URL: http://www. datasheet-pdf.com/PDF/PT451 5-Datasheet-Powtech-1227424 (20.05.22).

3. Нечаев И. Микросхема PT4515 и микро-мощные сетевые бестрансформаторные ИП на её основе. — Радио, 2019, № 5, с. 25-28.

4. SM2082D. — URL: https://datasheetspdf.com/pdf-file/934678/Linkage/ SM2082D/1 (20.05.22).

5. BP5131D. — URL: https://pdf1. alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/1132264/BPS/BP5131 D. html (20.05.22).

6. Нечаев И. Высоковольтные стабилизаторы тока в низковольтных цепях. — Радио, 2022, № 1, с. 57-59.

Автор: И. Ннчаев, г. Москва

Рекомендуем к данному материалу .

Мнения читателей

Нет комментариев. Ваш комментарий будет первый.

Вы можете оставить свой комментарий, мнение или вопрос по приведенному выше материалу:

Для чего нужен детектор нуля

Детектор нуля (Zero Cross Detector)

Автор: Рудаков Г. В.

Момент включения симистора, определяет величину проходящей синусоиды, которая, в свою очередь, определяет выходную мощность. Микроконтроллер может управлять моментом включения симистора, однако для этого ему нужно точно знать, когда синусоида пересекается с нулем. Рассмотрим найденную в просторе Интернета интересную реализацию такого детектора (рисунок 1).

Рисунок 1 – Схема детектора нуля (zero cross detector).

Преимуществом данной схемы для меня стало наличие гальванической развязки. На рисунке 2 представлено небольшое пояснение работы детектора..

Рисунок 2 – Принцип работы детектора нуля.

Каждому пересечению синусоиды с нулем соответствует импульс. Так как синусоида за период дважды пересекает нуль, то частота следования импульсов на выходе детектора нуля будет не 100Гц, если частота напряжения в сети 50Гц.

Печатная плата детектора представлена на рисунке 3, габариты которой 60×40мм. Собранный детектор, изображен на рисунке 4.

Рисунок 3 – Печатная плата детектора нуля.

Рисунок 4 – Детектор нуля. Общий вид.

Диодный мост любой, маломощный. Вместо импортных транзисторов BC547, можно применить отечественный аналог КТ3102.

Собранная схема не нуждается в настройке. Проверку работоспособности осуществляем измерением частоты следования импульсов между первой и второй ножкой оптопары мультиметром или осциллографом.

Детектор перехода через ноль с гальванической развязкой и без неё

Определение пересечения нуля без гальванической развязки

Если МК находится в корпусе, то можно очень просто определять пересечение нуля синусоидой благодаря наличию встроенных защитных диодов.

Они есть у всех распространенных микроконтроллерах, в том числе и STM32:

Как видите, нужно просто подключить сетевое напряжение через высокоомный резистор (лучше два). Таким образом при каждой положительной полуволне имеем импульс равный по длительности половине синусиоды.

Собирать тут почти нечего, просто подключаю сетевое напряжение через два резистора:

На осциле почти прямоугольные импульсы, как и при моделировании.

Теперь настроив внешнее прерывания на два фронта будем знать когда переменное напряжение пересекает ноль.

Можно ли вообще так делать? Этот способ советует Atmel, также видел такую же реализацию в конструкции встраиваемого регулятора на микроконтроллере Microchip.

Определение пересечения нуля с гальванической развязки

Такая схема широко используется во многих регуляторах и благодаря оптрону мы не имеем непосредственно проводной связи с высоким сетевым напряжением.

На выходе имеем короткие красные импульсы, ну а синяя синусоида отмасштабирована для наглядности.

Собираем простую схему на макетной плате:

Подключаем к сети и смотрим на осциллографе сигнал на выходе:

Так, так. Есть импульсы, а что там с временными промежутками? Между импульсами два квадрата, развертка стоит 5 мс/квадрат, то есть определение перехода через ноль работает правильно (не учитывая возможного сдвига).

Создание проекта

Файл, новый проект: File -> New Project

Выбираем нужный МК: STM32F103C8

Включаем отладчик: System Core -> SYS -> Debug: Serial Wire
Частоту тактирования (по умолчанию 8 МГц) не изменяем.

Нажимаем на любой удобный вывод (у меня это PB12 ) и выбираем GPIO_EXTI (External Interrupt), для удобства можно обозвать как AC_Zero ( ПКМ -> Enter user label) :

Настраиваем внешнее прерывание ( GPIO mode -> External Interrupt Mode with Rising edge trigger detection ), нам нужно заходить в него по падающему фронту (переход от низкого уровня к высокому) — для схемы с развязкой.
Для схемы без развязки выбираем по обоим фронтам ( GPIO mode -> External Interrupt Mode with Rising/Falling edge trigger detection ).

Любое название и для Keil :
Project Name: zero_crossing
Toolchain/IDE: MDK-ARM, Min Version: V5.27

Генерируем код и открываем проект: GENERATE CODE -> Open Project

Программирование

Создаем глобальную переменную:

/* USER CODE BEGIN PV */ uint8_t AC_Zero_Crossing = 0; /* USER CODE END PV */

Для гальванически неразвязанного просто добавляем обработчик, в которм переменная инвертируется (значение меняется на противоположенное (0->255->0->255. ) ) каждый раз при возникновении прерывания (при каждом переходе):

/* USER CODE BEGIN 4 */ void HAL_GPIO_EXTI_Callback(uint16_t GPIO_Pin) < if(GPIO_Pin == AC_Zero_Pin) < AC_Zero_Crossing =

AC_Zero_Crossing; > > /* USER CODE END 4 */

Для развязанного с сетью в главном цикле, если на входе ноль присваиваем переменной ноль (задержка добавлена для отладки):

И функция, вызываемая при каждом импульсе по переднему фронту, в которой присваивается переменной 255:

/* USER CODE BEGIN 4 */ void HAL_GPIO_EXTI_Callback(uint16_t GPIO_Pin) < if(GPIO_Pin == AC_Zero_Pin) < AC_Zero_Crossing = 255; >> /* USER CODE END 4 */

Проверка

Первая схема

Теперь при каждом переходе через ноль синусиодального переменного напряжения возникает прерывание по переднему и заднему фронту, а в его обработчике инвертируется значение глобальной переменной AC_Zero_Crossing:

Вторая схема

Здесь при каждом импульсе (переход через ноль) в прерывании выставляется переменной AC_Zero_Crossing равным 255, а в главном цикле это значение сбрасывается в ноль, если на входе ноль с периодом 1 мс.

Отлично, очень похоже, сохраним результат в .csv и проверим временные промежутки между импульсами:

Зачем нужно?

Для реализации фазовой регулировки

ФИМ (по сути ШИМ привязанный во времени) нужно знать когда переменное напряжение пересекает ноль (например), чтобы от этой точки вести отсчет, т.к. период сигнала известен ( f = 50 Гц, T = 20 мс).

Для уменьшения ЭМ помех

Напряжение сети периодично меняется (на то оно и переменное), в амплитуде достигает U A = 230*√2 = 325 В, то есть включая нагрузку (да ту же лампу выключателем) мы можем попасть в такой временной промежуток, когда напряжение высоко. Но если знать когда напряжение сети почти нулевое, то мы можем включать потребитель вблизи нуля, тем самым предотвращая броски тока.

Готовое решение (детектор нуля и маломощный симистор в одном корпусе)

В любительских устройствах применяется редко, а зря, ведь такая штука упрощает схему, а значит и количество компонентов и дает полную развязку, при которой управление высоким сетевым напряжением происходит с помощью низкого напряжения МК.

Скачать

Видео

Детектор перехода через ноль с гальванической развязкой. Амплитудное значение напряжения после моста составит порядка 300 В. По закону Ома I = U / R, т.е I = 300 / 1000000 = 0.0003 А = 0.3 мА. Далеко не каждая оптопара отработает на таком токе

Да ни какая оптопара на таком токе не сработает. Сработка светодиода оптопары в основном нормируется в пределах от 1-2 мА и до 20-50 мА . В том виде как описано и дано в видео ролике ничего работать не будет. Сам моделировал на нескольких оптопарах, пока не увидел «грабли» «закопанные» в проекте автором. На фото показаны шунтирующие конденсаторы. Судя по размеру, электролитический микрофарад на 5-10 и керамический (гаситель всплесков) нанофарад на 10-40. Они не указаны ни в симуляции ни на схеме, но на фото, однако, присутствуют. Схема работает динамически: пока напряжение в сети больше чем падение напряжения на светодиоде, идёт заряд конденсатора и напряжение на нём растет и соответственно подпитывает светодиод . Как только оно уменьшается ниже падения напряжения на светодиоде оптопары, т.е приближается к искомому нулю, заряд конденсатора сменяется его разрядом на внутреннее сопротивление светодиода и быстро обнуляется приводя к погасанию светодиода. Без этих конденсаторов схема практически бесполезна. Автору большой минус. Зачем специально вводить людей в заблуждение?Теперь вот пойду эксить с номиналами кондёров, а это дело в этой схеме тонкое как восток

Этот мост выдрал когда-то вместе с этими конденсаторами, вот они там и остались.

Макет, который здесь использовался нашел и еще раз подключил без них:

Как видно на выходе в отсутствии сетевого напряжения высокий уровень 3.3В (к нему подтянут резистор), а при включении вилки в сеть получается нормальный для оцифровывания сигнал, который хорошо хавал МК.

Что у вас на выходе получается? Попробуйте поиграться с резистором в диапазоне 47к-100к.

Для чего нужен детектор нуля

В параллельный колебательном контуре присутствуют гармонические колебания на частоте резонанса при снятии питания с контура схемой управления. Это можно видеть при моделировании схемы в LTspice — красный луч. При открытии транзистора колебания ослабляются. При его закрытии в контуре возникают колебания на частоте резонанса.

Ниже приводится полная LTSpice эмуляция вывода и поддержания резонанса в параллельном колебательном контуре. Библиотеки LTSpice серии 74HCT можно загрузить по данной ссылке.

В рассматриваемой схеме использован детектор нуля основанный на диодах и логической микросхеме «исключающее или» — 74HCT02. На диод подаётся плюс питания. При уменьшении амплитуды напряжения на стоке транзистора от максимума к нулю, диод открывается и через него начинает течь ток. Рост тока через диод приводит к падению напряжения на входе логической микросхемы 74HCT02, на выходе микросхемы образуется логическая единица, которая перебрасывает D-триггер в противоположное состояние. Слева на право. Таймер и D-Триггер за ним в схеме от незнания основ схемотехники. Идея этой связки в том, что после начала генерации сигналы на выходе двух триггеров сбрасываются. На практике это не работает. Схема запускается после нескольких попыток подачи питания.

Принципиально важен порядок переключения транзисторов. После опредедения нуля необходимо открыть закрытый транзистор, после этого закрывать противоположный, открытый транзистор. Видимо это специфика поступления энергии в параллельный колебательный контур

Привёденная схема детектора нуля работает как в эмуляторе, так и в практических реализациях. Детектор нуля хорошо работает на частотах 25-50кГц. В чём проблема использования детектора нуля на более высоких и низких частотах? Первое это диод. Диоды начинают закрываться или открываться начиная с 0,7V для кремниевых и 0,3V для германиевых диодов. Очередную погрешность в определение нуля вносят цифровые микросхемы для которых логический ноль это уровень напряжения до 2V. Ниже приведены графики синусоид для разных амплитуд сигналов.

На графиках видно насколько различается время срабатывания транзисторных ключей в зависимости от амплитуды исходного сигнала. То же относится и к частотам. При выборе схемы детектора нуля пренебрегать данным фактом не следует. В рассмотриваемой схеме, на частотах от 80кГц, ключи начинают срабатывать позже настолько, что делают эффективность работы неприемлемой. Это проявляется в значительном увеличении нагрева транзисторов. То же самое относится и к компараторам с любыми видами обратной связи.

Точки максимумов и минимумов амплитуд токов или напряжений являются не только условием эффективной работы ключей, но и точками через которые энергия поступает в колебательный контур.

Каких либо схем и описаний позволяющих решить проблему предварительнго определения нуля на данный момент найти не удалось. Интересными показались две схемы. Первая это патент US6920220.pdf

Идея состоит в том, что анализируемый сигнал (красный луч) сдвигается по фазе относительно исходного и уже по этому сигналу работает определение нуля.

Детектор нуля на генераторе с внешней синхронизацией.

Ниже приводится схема детектора нуля опубликованная на сайте listbb.ru Это генератор на триггере Шмитта с внешней синхронизацией от датчика тока. В случае если сигнал с трансформатора тока отсутствует, схема начинает работать как генератор сигналов на заданной частоте, которую можно подстраивать резистором R1.

На практике схема не отрабатывает определение нуля при изменении частоты внешней синхронизации, что неизбежно в схемах с индукционным нагревом.

Проявив упорство, подстраивая резистор, задающий частоту генератора на sn74hc14n, можно добиться впечатляющих результатов:

Полярное питание на LM78XX/LM79XX.

Для LM7812/LM7912 использован трансформатор AC 2*15V, для LM7805/LM7905 трансформатор AC 2*9V Фазы обмоток должны совпадать. Схема не впечатлила. В случае расхождений выходных напряжений обмоток трансформаторов, минусовое напряжение значительно уходит от граничного значения стабилизатора напряжения.

Обязательно следует делать схему с возможностью некоторой регулировки выходного, постоянного напряжения, в силу расхождений выходного напряжения трансформаторов. Трансформатор по переменному току не должен превышать более чем на три вольта выходное напряжение стабилизатора. Конденсаторы ёмкостью в 3300мкф каждый — этого мало.

Детектор нуля. Исключающее «или» на компараторе.

На практике всё упростилось. Подбором резистора, 100k по схеме, можно подобрать режим, чтобы компаратор формировал короткие импульсы при переходах через нуль как в эмуляторе. Но работа схемы не стабильна. Возможно это специфика компаратора.

Переменный резисиор в 1k — деталь абсолютно лишняя. Переменный резисторв в 100k явный перебор, хватит и пятидесяти.

Осциллограмма работы на частоте в 30кГц.

Схему со счетов сбрасывать не стоит, работает стабильно. В положительной части синусоиды можно подстраивать длительность прямоугольного импульса в широких пределах. Для раннего определения нуля можно попытаться «развернуть» по фазе трансформатор тока на 180 градусов.

Детектор нуля. Фильтр автоматичсекой подстройки частоты.

В интеренет часто даются ссылки на Кухтецкого Сергея Владимировича и его схемы индукционного нагрева, использующего в качестве фильтра автоматической настройки частоты микросхему CD4046: Способы подстройки частоты лабораторного инвертора.

Так взять и повторить? Это не мультивибратор, тут нужно и правда знать что Вы делаете. Нужно либо стать спецом и понимать что происходит в схемах, либо чтобы кто-то руководил. Но понять при этом до конца всё равно не выйдет. Вот потому в инете очень много схем вроде работающих, а оно не получается. Потому как схемы сырые. Один сделал — заработало но Вы не знаете его уровня по силовой электронике. Он выложил — люди повторяют так как есть, не учитывают много факторов. И у них бабах, в лучшем случае просто не работает. Это все не спроста. Тут как бы, мягко говоря, идет Тесла бизнес. Поэтому добиться работающего с пояснениями — только разве что книжки читать многотомные. И все самому начинать понимать, да и описать сложно все это. Поэтому тут на шарика не прокатит. Либо Вы разбираетесь полностью, погружаетесь с головой, либо вас ктото ведет. Ну или вы просто везунчик.

Детектор нуля на компараторе ad9696kn. Инвертирующий вход.

Собрано две схемы. Минус питания компаратора организован на микросхеме IСL7660 Допускаю, лучше обойтись без IСL7660. Встречно параллельные диоды в схему не впаяны.

Cхема в формате diptrace по ссылке: c3.zip. Схема и разводка платы связаны. Вносить измения необходимо в DipTrace Schematic. Затем в PCB Layout выполнить File -> Renew Design from Schematic -> By Components.

Подстроечным резистором можно добиться точного определения нуля компаратором. При этом второй фронт запаздывает на 500ns на частоте 64кГц и 200ns на частоте 108 кГц. Практически идеальное определение нуля на частоте 2мГц. После 2Мгц триггер шмитта портит фронт выходного сигнала.

Стоит обратить внимание на фронты выходного сигнала. Триггер шмитта sn74hc14n призван корректировать незначительные изменения амплитуды входного сигнала. Этого не происходит. Если учесть, что синусоида идёт с генератора, сигнал чистый, можно предположить, ничего хорошего в реальной схеме от данного детектора ждать не стоит. Если на вход схемы подавать меандр с генератора, сигнал на выходе триггера шмитта чистый.

В схему впаяны диоды шоттки 1n5819, включены встречно-параллельно. Диоды ограничили амплитуду сигнала на входе компаратора до 1V. Качество фронтов на выходе триггера шмитта по прежнему оставляет желать лучшего.

Детектор нуля на компараторе. Неинвертирующий вход.

Схема с сигналом на неинвертирующем входе работает на частотах до 1мГц. Cхема и печатная плата в diptrace по ссылке: c2.zip.

Первая схема, с исходным сигналом на инвертирующем входе, более удачна, работает на частотах более 2мГц.

Триггер шмитта sn74hc14n не убирает ВЧ помехи исходного сигнала. Выход — поставить менее быстродействующий компаратор или составить схему устраняющую ложные срабатывания, которые присущи триггеру шмитта.

На осциллограммах показано, как частота влияет на раннее определение нуля компаратором в зависимости от частоты. Разброс 900 до 200 ns.

Стоит учитывать замечания Кухтецкого С.В. по конструированию трансформатора тока.

Силовой блок.

Cхема и печатная плата в diptrace по ссылке: drv.zip.

При напряжении питания менее 5V стоит отметить появление ВЧ помех на выходе детектора нуля.

Фильтр автоматической подстройки частоты (ФАПЧ) на 74HCT4046N (CD4046).

Первое недоразумение возникло при использовании триггера шмитта SN74HC14. При подаче меандра на вход 5 триггера с генератора на его выходе постоянное напряжение +5V. После добавления резисторов 10K, как указано ниже, и подачи меандра с генератора амлитудой в 6V на вход COMP_IN, триггер шмитта заработал должным образом.

Очередная проблема возникла при попытке понять как работает 4046. На два входа COMP_IN и SIG_IN подавались одинаковые сигналы с двух каналов генератора. На выходе ожидался аналогичный сигнал. Ожидание закончилось через несколько дней, после того, как сигнал с выхода VCO_OUT был подключен ко входу SIG_IN. Параллельно данный сигнал необходимо подавать и на вход силового блока, где происходит необходимая инверсия входного сиганла (включение транзистора) с возможностью задержки по переднему фронту до 1,2мкс.

Параметры резисторов обвязки 4046 взяты из схемы Кухтецкого С.В. Данная схема более или менее держит частоту от 100 до 150 кГц.

Если убрать сигнал со входа SIG_IN, работа микросхемы, после возвращения его восстанавливается только при выключении питания.

Схема ФАПЧ на 74HCT4046.

На фотографии показано. Если контур вне резонанса, то ток (синий луч) с трансформатора тока отстаёт от напряжения (желтый луч).

Если генератором подобрать резонансную частоту, то ток и напряжение (синий и желтый лучи) совпадут. Колебательный контур находится в резонансе.

В этом и состоит задача. Научить 4046 определять и генерировать (синтезировать) ту частоту, на которой ток и напряжение совпадут. Каких либо описаний нет, поэтому за основу для рассмотрения и последующей реализации взята схема индукционного нагрева.

Основой микросхемы 4046 является Генератор Управляемый Напряжением (ГУН/VCO). Это значит, при изменении напряжения на входе VCO_IN/9 будет меняться частота на выходе VCO_OUT/4. В простейшем случае, это может быть переменный резистор.

На вход 4046 подаются два сигнала, имеющих форму меандра, оба положительны. Первый, детектируемый (входной) сигнал, подаётся с датчика тока на SIG_IN/14 Второй — опорный, с которым происходит сравнение.

Опорный сигнал формируется алгоритмом детектора фаз микросхемы и подаётся с выхода VCO_OUT/4 на вход COMP_IN/3. Дополнительно, сигнал с VCO_OUT/4 управляет силовыми ключами, тем самым меандр на входе COMP_IN/3 отражает изменение напряжения в колебательном контуре.

После ряда итераций, устанавливается частота при которой выходной сигнал VCO_OUT/4 (напряжение) будет повторять форму детектируемого SIG_IN/14 (тока). Ток и напряжение совпадут, колебательный контур будет выведен в резонанс.

Резонансная частота колебательного контура может меняться, например в системах индукционного нагрева. В этом случае, 4046 автоматически произведёт автоматическую подстройку частоты.

Алгоритмы сравнения определяется выбором компаратора, которых в модификации 4046А три. Их различает алгоритм сравнения сигналов и формирование на выходе каждого из компараторов, своей формы сигнала, которые отражают меру рассогласования фаз на входе COMP_IN/3 и SIG_IN/14.

Для описания логики работы компараторов стоит обратиться к документации 74HCT4046A. Ниже приведена схема работы первого компаратора PC1_OUT.

Из диаграммы следует. На вход 4046 компаратора должны подаваться сигналы меандра. На вход COMP_IN/3 должен подаваться сигнал с генератора VCO_OUT/4. На выходе данного компаратора PC1_OUT/2 результирующий сигнал сложения двух входных сигналов по алгоритму исключающего или.

Согласно базовой концепции микросхемы 4046 между выходом используемого компаратора и входом генератора управляющего напряжением (ГУН/VCO) обязательно должен быть внешний фильтр низких частот .

В зависимости от сигналов рассогласования, который определяется выбором компаратора, необходимо правильно подбирать и расчитывать фильтр низких частот (LPF).

Для алгоритма «исключающего или» рекомендован активный фильтр низких частот с инвертирующим входом.

Получить представление о работе активного фильтра, который использован в схеме индукционного нагрева можно в эмуляторе LTspice. Дополнительная информация о настройках LTSpice: LTspice_Tutorial_1.pdf

Компаратор II часто используется в интернет разработках, в основном неправильно. Алгоритм формирования сигналов рассогласования на выходе запускается положительными перепадами входных импульсов. Если входной сигнал отстаёт от опорного, то выходное напряжение компаратора будет находиться на низком уровне. Если наоборот, опорный сигнал отстаёт от входного, то выходное напряжение будет на высоком уровне. Высокий или низкий уровень сигнала на выходе будет удерживаться без изменения до тех пор, пока существует разность фаз. Поэтому уравнивание фазы требует некоторого времени.

Худшим вариантом фильтра низкой частоты который преобразует сигнал разницы фаз второго компаратора в управляющее напряжение для ГУН является RC цепочка.

Более оптимальным и простым в реализации является фильтр на основе повторителя напряжения LM310 или Lead Lag loop фильтр.

Прочие варианты фильтров и аргументацию их испоользования можно найти в лабораторной работе и стрнаницах книг по настройкам ФАПЧ серии 4046.

Схема и настройка ФАПЧ на 74HCT4046.

Cхема ориентирована для изучения работы 74HCT4046 в разных режимах. В схеме предусмотрены перемычки, которыми можно выбрать фазовый детектор — «Компаратор I». Для данного фазового детектора на плате выполнена разводка активного фильтра низких частот. Для «Компоратора II» 4046, выполнена разводка фильтра низких частот Lead Lag loop. Частотой генератора управляемого напряжением (ГУН/VCO) можно управлять с помощью переменного резистора. Если ни один из фильтров низких частот (LPF) не устроит, к плате можно подключить внешний. Предусмотрена подстройка диапозона рабочих частот.

На вход генератора управляемого напряжением (ГУН/VCO) подаётся напряжение и в зависимости от его значения генератор формирует (синтезирует) определённую частоту. На входе ГУН возможно изменение напряжение от нуля до пяти вольт. Рабочий диапазон микросхемы 19мГц. Делим 19мГц/5V получаем, что измение в один вольт должно с высокой точностью менять частоту генерации в 3.8мГц.

Определить диапозон рабочих частот обязательное требование в спецификацииях по использованию микросхем серии 4046 и её аналогов. Без задания этого диапазона результаты работы микросхемы непредсказуемы. Чем точнее будет указан возможный диапазон, тем эффективней будет работа фильтра. Ниже приведена типовая схема включения. Границы частотного диапазона задаются резисторами R1 и R2 и конденсатором C1

Поэтому первое, с чего следует начать проектирование — это определить диапазон частот в котором будет эксплуатироваться ФАПЧ на основе микросхем серии 4046. В случае с индукционным нагревом оценить возможный разброс частот резонансного контура на холостом ходе и нагреве разных металлов.

Для спирального индуктора индукционной плиты определены следующие резонансные частоты. Ёмкость 0,44мкф-23,4кГц; 0,33мкф-27.2кГц; 0,165мкф-38.5кГц; 0,22 мкф-32,1кГц; 0,11мКф*39,1.1кГц. Малая ёмкость конденсаторов из-за высокой индуктивности индуктора, по той же причине незначительные измнения в частоте при поднесении металла +-5 кГц.

Пока останавлюсь на ёмкости конденсатора 0,22мкф — частота 32.1кГц. При нагреве металла рабочая частота снизится. Центральная частотота — 30кГц. Для номиналов определения резисторов и конденсатора необходимо обратиться к соответсвующей номограмме в описании микросхемы. Конденсатор должен быть выбран как можно меньшей ёмкости, ближайшей к 100pf, но не менее. Рабочее напряжение микросхемы 5V. Если центральная частота 30кГц, можно предусмотреть уход частоты на +-10кГц. Тоесть выбирать нижнюю частоту в районе 20кГц.

Из номограммы следует, сопротивлению 150ком и ёмкости конденсатора 2,7n соответствует частота примерно 22кГц. Надо впаять и посмотреть. Резисторы R1 и R2 временно поставить по 150k и замерить минимальную и максимальную частоты генератора. Для этого необходимо убрать все перемычки и поочередно подать на вход ГУН/VCO плюс питания, а затем нуль.

Нуль питания показал частоту 23,7кГц — это соответсвует номограмме. При подключении ко входу VCO пяти вольт питания с LM7805 частота ушла за восемь мегагерц. Что не так? Через джампер JP2.1 был подключен переменный резистор 10k.Увеличение напряжения от 0V до 5V плавно изменяет частоту на выходе генератора управляемого напряжением (ГУН/VCO). При значениях на входе более 4,98V резко растёт частота и происходит срыв генерации. Из приведенной ниже выдержки из документации видно, что амплитуда на входе генератора управляемого напряжением должна меняться от 0,9V до 4,1V иначе происходит резкий срыв генерации. Компаратор II начинает работу с нижней частоты и поднимается вверх, но он более помехоустойчив, так как начинает работу по фронту импульса. Компаратор I начинает работать со средней частоты и если средняя частота будет близка к резонансной, генератор управляемый напряжением практически сразу будет на неё настроен.

Частоты по напряжениям следующие: 0,9V-27,405кГц; 1.5V-30,0199; 2.5V-34,57кГц; 4.1V-43.69; 4.95V-64кГц (!). Средняя частота (43.69кГц+27,405кГц)/2 = 35,547кГц. 35,47/кГц(4.1V-0,9V)=11,10кгц на вольт. После замены резистора R1.11 (верхняя частота) на 300ком (допустимый максимум) верхняя граница снизилась до 38кГц, но при этом увеличилась и нижняя частота. Изменение сопротивления любого из резисторов R1.11 или R2.12 влияет как на верхнюю так и на нижнюю частотную границу. В схему, к выходу микросхемы R2, были впаяны переменнный резистор 100кОм и последователно ему по схеме постоянный резистор 100кОм. Результат настроек:

Ниже приводится excel файл с расчётом lead lag фильтра низких частот. Пока неясен принцип и критерий начальных условий — шага перестройки частоты b времени установки выходной частоты (settling time). Буду признателен за ссылки. В остальном расчёт проведён по формулам из документации.

Центральная частота, без сигнала на входе 4046 — 29,1кГц. Стабильно, без сбоев в синхронизации, приведённый выше расчёт даёт работу схемы в границах от 27кГц до 31кГц.

Вход ГУН/VCO на частоте 27кГц

Вход ГУН/VCO на частоте 31кГц

Первое, с чего следует начать, это выбрать из таблицы коэффициент damping ratio (Eps) который определяется чтобы damping ratio выбранной кривой был на 20% меньше overshoot и амплитуда сигнала по прошествии времени установления выходной частоты (settling time) должна быть быть менее 5%. Точки пересечения кривых по оси X(Wdt) = 4.5 В примере расчёта данного в докумекентации к выбрано значение Wnt по оси X = 5. По нему определяют Wn = Wnt/settling time = 5/0.001 = 5000

Ниже преведена графическое представление сигнала и все его параметры.

Детектор нуля. Логика работы.

Компараторы включены в противофазе. Первый компаратор формирует положительный фронт по росту исходного сигнала, второй по его спаду. К выходу каждого компаратора подключен Д-Триггер. На входе данных триггера всегда плюс.

При переходе через нуль, по положительному фронту сигнала происходит переключение триггера. И на его выходе формируется плюс. Дальнейший дребезг сигнала на выходе компаратора в районе «нуля» не влияет на триггер, ложных переключений триггера не происходит, произошёл «захват» нуля.

В момент перехода из нулевого значения верхнего по схеме триггера формируется сигнал сброса в нулевое значение нижнего по схеме триггера и так далее.

При включении схемы случается, что на выходе верхнего и нижнего триггера одновременно устанавливается плюс, схема не работает. Данную ситуацию отслеживает U5 (исключающее или) и в случае возникновения данной ситуации запускается генератор U7/U12, который сбрасывает оба триггера в нулевое, начальное значение после чего отключается.

Cиловые ключи, с которыми будет работать схема, должны включаться и выключаться немногим ранее «нулевого» значений исходного сигнала. Эта возможность показана на осциллограмме и реализуется регулировкой напряжения срабатывания каждого из компараторов.

Необходимо понять почему греется LM7805.

Схему предполагается использовать в индукционном нагреве с датчиком тока. Собран стенд. Частота переключения ключа генератором соответствует или близка резонансной. Осциллограф сломан и даёт примерную форму сигнала, детектор вполне работоспособен. Ложных срабатываний нет.

Детектор нуля на Д-Триггере с защитой от помех.

Загрузить файлы проекта в diptrace (схема и печатная плата) и эмуляция в ltspice. В архиве две версии проектов diptrace с использованием вывода latch компаратора LT1016 и без.

Схему предполагается использовать в индукционном нагреве с датчиком тока. Отсутствуют ложные переключения после определения нуля. Индивидуальная настройка напряжения срабатывания компаратора по напряжению позволяет предварительно определить нуль как по росту так и спаду исходного сигнала.

На входе установлен стабилизатор напряжения на пять вольт LM7805. LM7805 греется, температура на радиаторе 47 градусов. Нагрев дают компараторы. Полярное питание компараторов формируется микросхемой IСL7660/MAX1044. После включения следует проверить наличие пяти вольт на микросхемах и -5V на соответствующем входе питания компараторов.

В компараторах используется управляющий сигнал latch — «защелка». Когда на входе Latch появляется логическая единица, то компаратор «защелкивает» логический уровень, который у него данный момент на выходе и сохраняет их состояние до тех пор, пока на Latch держится логическа единица. Поэтому для начальной настройки компаратора, необходимо соеденить Latch выводы с землёй. В схеме использован компаратор LT1016.

Регулируя переменным резистором напряжения срабатывания верхнего по схеме компаратора необходимо добиться на выходе компаратора меандра. Напряжение срабатывания должно быть выше нуля.

Регулируя переменным резистором напряжения срабатывания нижнего по схеме компаратора необходимо добиться на выходе компаратора меандра. Напряжение срабатывания должно быть ниже нуля.

На фотографии ниже показаны меандры, которые сформированы компаратором включения синий луч и меандр выключения — жёлтый луч. Временным курсором необходимо замерить и запомнить предустановленную разницу между фронтами. В данном примере это 2 микросекунды.

При включении схемы случается, что на выходе верхнего и нижнего триггера одновременно устанавливается логическая единица, схема не работает. Данную ситуацию отслеживает U2.4 (исключающее или) и в случае возникновения данной ситуации запускается генератор U6.1/U6.2, который сбрасывает оба триггера в нулевое, начальное значение после чего отключается. Для проверки генерации необходимо подать +5V на управляющий вход генератора U6.1.1 На фотографии ниже показана работа данного генератора при сопротивлении 200 ом и ёмкости 6,8nf.

К выходу каждого компаратора подключен D-триггер. На входе данных триггера всегда плюс. Поэтому при переходе через нуль, по положительному фронту сигнала CP1/CP2 с компаратора происходит переключение триггера и на его выходе так же формируется плюс. Произошёл «захват» нуля. Дальнейший дребезг сигнала на выходе и выходе компаратора в районе «нуля» не влияет на триггер, ложных переключений триггера не происходит.

В момент перехода из нулевого значения верхнего по схеме триггера формируется сигнал сброса в нулевое значение нижнего по схеме триггера. Сигнал сброса подаются на входы CLR 13 и формируется логическими цепочками — U6.4. Длительность импульса задаётся резистором и конденсатором.

Переключение триггера в нулевое состояние происходит по спаду фронта сигнала сброса. Ранее указывалось время между фронтами меандров, формируемым компаратором и равна двум микросекундам. На осциллограмме, сразу за жёлтым лучём идёт спад сигнала. Запись значения в триггер происходит по подёму фронта. Но возникает дребезг, который приводит к преждевременному переключению триггра. В течении выполнения принудительного сброса, триггер игнорирует любые изменения фронта сигнала записи на входах CP1 и CP2. Поэтому длительность импульса сброса обязана быть в полтора-два раза выше, подбирается подстроечным резистором и равна 4 микросекундам. Осциллограммы сигналов сброса приводятся на фотографии ниже.

Итог работы схемы. На осциллограммениже показано, что схема настроена и позволит включить и выключить силовые ключи за 700ns до фактического перехода исходного сигнала через нуль.

Помехоустойчивый детектор нуля на мультивибраторе.

Схему предполагается использовать в индукционном нагреве с датчиком тока. Отсутствуют ложные переключения после определения нуля. Индивидуальная настройка напряжения срабатывания компаратора по напряжению позволяет предварительно определить нуль как по росту так и спаду исходного сигнала.

Идея использовать ждущий мультивибратор основана на том, что одновибратор генерирует импульсы напряжения при подаче на его вход запускающих сигналов от другого источника. В моём случае, в роле данного источника выступает выход компаратора. Ждущий мультивибратор U2.2/U2.1 и U2.3/U2.4, используемый в данной схеме, по спаду фронта с компаратора, должен генерировать импульс заданной длительности. Все последующие переходы через нуль (помехи, дребезг), в течении генерации импульса мультивибратором будут проигнорированы схемотехникой мультивибратора. Сформированный мультивибратором импульс изменяет состояние RS-триггера, который составлен из элементов «И-НЕ» U6.1 и U6.4. Формировать петлю гистерезиса при подобном подходе нет смысла.

Для получения пяти вольт используется стабилизатор LM7805. Одно из условий корректного определения нуля не только в данной схеме наличие полярного питания. Полярное питание формируется микросхемой IСL7660/MAX1044. LM7805 греется, температура на радиаторе 47 градусов. Нагрев дают компараторы. Если решить проблему с нагревом не удастся стоит отказаться от данной технологии формирования питания непосредственно на плате.

Начать после первоначальной сборки схемы стоит с проверки наличия питания пяти вольт на микросхемах и -5V на соответствующем входе питания компараторов.

В схеме использованы компараторы с входом latch — «защелка». Когда на входе Latch появляется логическая единица, то компаратор «защелкивает» логический уровень, который у него в данный момент на выходе и сохраняет его состояние до тех пор, пока на Latch держится логическая единица.

Для начальной настройки компараторов, необходимо соединить Latch выводы с землёй. Нижний компаратор по схеме отвечает за момент включения силовых ключей. Момент срабатывания данного компаратора необходимо настроить в отрицательной области напряжения.

Верхний компаратор отвечает за момент выключения силовых ключей. Момент срабатывания данного компаратора необходимо настроить в положительной области напряжения исходного сигнала.

На осциллограмме, приведённой ниже, показаны сигналы снятые с выходов компараторов, настроенных по описанной методике. Временным курсором осциллографа замеряем и запоминаем величину между фронтами. В данных настройках она составляет 1,8 микросекунд.

В отличии от схемы с детектором нуля на D-триггере использование компараторов с входом latch — «защелка» обязательна. Длительность импульса ждущего мультивибратора настраивается подстроечными резисторами R1/R9 и установлена равной четырём микросекундам. Осциллограммы снимаются с выходов U2.1.3 и U2.4.11. Почему столь экстравагантный сигнал показал синий луч — неизвестно.

Абсолютно важно чтобы длительность импульса мультивибратора была в полтора-два раза больше ранее измеренной временной разницы между фронтами.

Итоги работы показаны ниже. Делителями напряжения R2/R8 на входах компаратора подстраивают моменты включения и выключение силовых ключей. Увеличивая сопротивление данного переменного резистора будет уменьшаться точность подстройки. Так например 50к разделить на 20 оборотов и 5к на 20 оборотов.

Диоды в схеме ограничивают максимум рабочего напряжения входного сигнала от минус пяти до плюс пяти вольт. Это не лучший путь. Искажается исходный сигнал и сдвигается и его фаза. По этой причине была добавлена возможность проведения настроек компаратора как в положительной так и в отрицательной области напряжений. Резистораная обвязка предполагает разные варианты подключения источника сигнала.

Помехоустойчивый детектор нуля на мультивибраторе.

Идея использовать ждущий мультивибратор основана на том, что одновибратор генерирует импульсы напряжения при подаче на его вход запускающих сигналов от другого источника. В роле данного источника выступает выход компаратора. Ждущий мультивибратор U2.3/U6.2 и U2.4/U6.1, генерирует импульс заданной длительности. Все последующие переходы через нуль (помехи, дребезг), в течении действия данного импульса будут проигнорированы схемой мультивибратора. Сформированный мультивибратором импульс изменяет состояние RS-триггера, который составлен из двух элементов «И-НЕ» U6.3 и U6.4. Формировать петлю гистерезиса для данной схемотехники не имеет смысла.

Использование latch входа (защёлка) компараторов оказалось непрактичным. Предыдущая схема была изменена. Функции защёлки реализованы на логических элементах U2.2. и U2.1. Формирование полярного питание удалено с платы детектора нуля. Проблемы питания иная функциональность.

Элементы в схеме, отмеченные звёздочкой в схему не впаяны, но возможно будут востребованы в будущем. Например делитель напряжения R3/R13 может быть рассчитан таким образом, что схема будет контролировать разряд аккумулятора или конденсатора. При достижении 7 вольт, нагрузка может быть отключена и начнётся процесс заряда.

Подготовлена и протравлена печатная плата по ЛУТ технологии. Печатная плата односторонняя. Впаяны основные элементы. Стоит до момента впайки переменные резисторы выставить на 50 процентов.

После первоначальной сборки схемы необходимо проверить наличие питания пяти вольт на логических микросхемах и полярного питания — плюс и минус пять вольт на компараторах. Элементы отмеченные звёздочкой в схему не впаяны, возможно потребуются в будущем.

Затем следует провести предварительную настройку напряжения срабатывания компараторов. На нижнем по схеме и верхнем на фотографии компараторе, второй вывод, подбором переменного резистора следует установить напряжение +0,5V. На верхнем по схеме и нижнем на фотографии компараторе, третий вывод, подбором переменного резистора необходимо установить напряжение -0,5V.

После установки в схему компараторов LT1016 или его аналогов, подать на вход синусоиду с генератора амплитудой до пяти вольт. Частоту установить в диапазоне на котором планируется использование детектора нуля. В моём случае это 30кГц. Моменты срабатывания врхнего на фотографии компоратора должны быть в положительной части синусоиды.

Моменты срабатывания нижнего на фотографии компоратора должны быть в отрицательной части синусоиды.

Далее устанавливаем щупы осциллографа на каждый выход компаратора. Получаем два меандра, замеряем и запоминаем время между фронтами так как это показано на фотографии В примере это время равно двум икросекундам.

Мультивибратор формирует импульсы. Их длительность определяется времязадающими цепочками С6/R9 и C8/R1.

Абсолютно важно, длительность импульсов формируемых мультивибратором должна быть в полтора-два раза больше ранее рассчитанного времени между фронтами компаратора в две микросекунды. Подбором резисторов R9 и R1 устанавливаем длительность импулься в четыре микросекунды. Верхняя граница работчего диапазона схемы будет в районе (4+4=8мкс) 100-150кГц.

Итог работы — меандр сформированный RS триггером. На осциллографе показана возможность раннего, до момента перехода через нуль, включения транзисторного ключа и предварительного его выключения. Момент включения и выключения подстраиваются переменными резисторами задающих момент срабатывания компаратора.

Усиление сигнала.

Выше показана работа детектора нуля, которую можно признать успешной за одним, очень неприятным, «но». Детектор нуля должен обрабатывать сигналы пока контур вне резонанса. Это значит, что сигнал трансформатора тока ограничен значениями в 50-100 милливольт. Этого уровня входного сигнала недостаточно для срабатывания компаратора. Логично, что сигнал необходимо усилить. Для проверки собрана схема на операционном усилителе OP37G. Загрузить файлы проекта усилителя на OP37G в diptrace можно по данной ссылке.

С коэффициентои услиения всё в порядке, но со сдвигом фазы усиленного сигнала (синий луч) относительно исходного (жёлтый луч) — стоит разобраться.

Вплоть до 10кГц сдвига фазы усиленного сигнала относительно исходного не наблюдаются. После 10кГц усилитель OP37 даёт неприемлемый результат. Даже для звукового диапазона целесообразность использования OP37GP очень сомнительна.

Настроить компараторы на приемлемый уровень обработаки усиленного сигнала с учётом сдвига фазы не представляется возможным. Возможно имеет смысл поставить более качественный операционный усилитель, либо подобрать компаратор лучшей чувствительности, либо поднять чувствительность трансформатора тока до значений достаточных для работы компаратора.

В литературе рассматривается возможность использования операционного усилителя в качестве компаратора. Этот путь для op37 оказался абсолютно тупиковым. Настроить совместную работу усилителей в режиме компаратора очень сложно, фронты сигнала — сюрреализм.

ферритовые кольца трансформатора тока.

Некоторое замешательство вызвал сдвиг фаз который зависит от используемой марки сердечника трансформатора тока. Кольца из карбонильного железа (красно-чёрное) даёт задержку фазы при определении сигнала тока. Зелёные и синие кольца работают верно (жёлтый луч) при условии, что сигнал с кольца трансформатора тока из карбонильного (синий луч) ошибочен.

Так же карбонильное железо неприемлемо в качестве индуктора на низких частотах в 50кГц. Ток потребления раз в десять выше нормы.

Использования феррита в трансформаторе тока даёт задержку сигнала. Это значит, что определение нуля, основанное на информации с датчика тока, неверно. Надо обеспечить предварительное определение нуля или строить схему подбора частоты по максимальной амплитуде сигнала с датчика тока.

Сдвиг фазы на операционном усилителе.

Изменение фазы сигнала при ёмкости 6,8nf * 5k

Изменение фазы сигнала при ёмкости 10nf * 5k

Амплитуда исходного сигнала — 10мv.

Логарифмический усилитель на операционном усилителе.

Амплитуда сигнала с трансформатора тока, в случае если колебательный контур вне резонанса — 50 милливольт. После вывода колебательного контура в резонанс амплитуда врзрастает и достигает значений более 200 милливольт. Решить проблему разброса амплитуды сигналов должен логарифмический усилитель. У логарифмического усилителя выходной сигнал пропорционален логарифму входного сигнала. Коэффициент усиления меняется по логарифмическому и минимален при максимумах входного сигнала. Логарифмическое изменение коэффициента усиления дают диоды (диод), которые включены в цепь обратной связи.

Вырисовывается следующая схема определения нуля. Первым в цепи — логарифмический усилитель, затем схема регулирующая сдвиг фазы и детектор нуля на компараторе. Возможны варианты.

Логарифмический усилитель на операционном усилителе.

Первым в цепи — логарифмический усилитель, затем схема регулирующая сдвиг фазы (без инверсии) и детектор нуля на компараторе. Проверяемый операционном усилитель — op37g для частот более 10кГц — слёзы. Настроить можно, но время тратить смысла нет.