2. Зеркальный канал
Причинами возникновения зеркального канала, как отмечалось ранее, является два способа переноса спектра сигнала в область промежуточных частот: при нижней и при верхней настройке гетеродина. Наличие зеркального канала в приемнике может привести:
1) к одновременному приему двух сигналов, частоты которых отличаются друг от друга на 2fn (полезный сигнал проходит по основному, а помеха — по зеркальному каналу);
2) к ложной настройке приемника (рис. 3.12). При правильной настройке приемника (рис: 3.12,а) сигнал проходит по основному каналу, на который настроен преселектор. Пунктиром на рис. 3.12 показана амплитудно-частотная характеристика преселектора. В случае ложной настройки (рис. 3.12,б) сигнал проходит по зеркальному каналу. В результате программа полезного сигнала будет приниматься при двух положениях ручки настройки, отстоящих по шкале приемника на 2fn;
3) к ухудшению отношения сигнал/шум за счет прохождения по зеркальному каналу шумов и помех, поступающих от антенно-фидерного устройства;
Рис. 3.12. Распределение частот в преобразователе частоты при приеме сигнала: а — по основному каналу; б — по зеркальному каналу.
Рис. 3.13. Прохождение шумов гетеродина через преобразователь частоты по основному и зеркальному каналам.
4) к прохождению шумов гетеродина. На рис. 3.13 показана типичная зависимость от частоты спектральной плотности шумов гетеродина kTшг (k — постоянная Больцмана, Tшг — эффективная шумовая температура гетеродина). Шумовые составляющие напряжения гетеродина на частоте основного fс и зеркального fз каналов в пределах полосы пропускания приемника П совместно с сигналом гетеродина поступают в смеситель и преобразуются в нем в шумы на промежуточной частоте. Ухудшаются отношение сигнал/шум и чувствительность радиоприемного устройства.
Влияние зеркального канала ослабляют:
а) включением между антенно-фидерным устройством и преобразователем частоты преселектора с достаточно высокой избирательностью по зеркальному каналу;
б) улучшением избирательности преселектора за счет:
— повышения добротности его контуров;
— увеличения числа каскадов УВЧ;
— повышения промежуточной частоты;
в) путем использования преобразователя частоты без зеркального канала, функциональная схема которого показана на рис. 3.14 (СМ — смеситель, φ — фазовращатель, Σ — суммирующий каскад).
Рис. 3.14. Функциональная схема преобразователя частоты с компенсацией зеркального канала.
На входы смесителей поступают сигналы основного 
и зеркального
каналов. Гетеродинное напряжение имеет фазовые сдвиги
для верхнего и
для нижнего смесителя. Разностные на частоте напряжения с выходов смесителей проходят через фазосдвигающие цепи на
для верхнего и
для нижнего смесителей. В результате сигналы на промежуточной частоте, соответствующие зеркальному каналуωпз становятся противофазными, а сигналы, соответствующие основному каналу ωпс, — синфазными. В суммирующем каскаде сигналы зеркального канала вычитаются, а основного — складываются. Если оба смесителя имеют одинаковые коэффициенты передачи, то зеркальный канал будет отсутствовать.
Записки программиста
В широком смысле под зеркальным каналом (image frequency) понимается прием частоты, отличной от желаемой. Ярче всего эта проблема выражена в приемнике прямого преобразования, который одновременно принимает верхнюю и нижнюю боковые полосы, если только не предпринять специальных мер. Благодаря кварцевым фильтрам в супергетеродине не приходится беспокоиться конкретно об этой проблеме, но в нем есть другие зеркальные каналы. Давайте разберемся, как же так получается.
На самом деле, есть несколько мнений о том, что следует называть зеркальным каналом. В одних источниках дается определение, согласно которому это очень конкретная особенность супергетеродина, тогда как в других можно встретить рассуждения на предмет зеркального канала в ППП. Есть также авторы, которые разделяют «зеркальный канал» и «каналы побочного приема». В рамках этого поста все рассматриваемые артефакты будут называться зеркальными каналами. Причины их возникновения качественно одни и те же, и следствия одинаковые — приемник принимает что-то, что принимать не должен.
Рассмотрим проблему на примере телеграфного КВ-трансивера HBR/8B. Это супергетеродин с одной ПЧ около 9 МГц на восемь радиолюбительских диапазонов. На всех диапазонах используется перенос с инверсией спектра, то есть, LO = IF + RF. Как рассказывалось ранее, такой выбор был сделан для борьбы с пораженными частотами.
Откуда же в HBR/8B взяться зеркальным каналам? Рассмотрим следующую иллюстрацию:
Первая картинка изображает прием желаемого сигнала. На выходе смесителя имеем сумму и разность входных сигналов, то есть, LO-RF и LO+RF. Сигнал LO-RF попадает в полосу пропускания фильтра по ПЧ, проходит через него и обрабатывается далее. Сигнал LO+RF практически полностью подавляется фильтром по ПЧ.
Вторая и третья картинка изображают прием нежелательных сигналов. Если сигнал с частотой RF + 2*IF просочится через ДПФ, он также попадет в полосу пропускания фильтра по ПЧ. Этот случай соответствует переносу без инверсии спектра. Смесители у нас не идеальные. В частности, использованные в HBR/8B диодные кольцевые смесители уверенно работают на нечетных гармониках LO (в отличие от ячейки Гилберта). Этот сценарий показан на третьей картинке.
Здесь показаны не все случаи. Другие нечетные гармоники LO тоже представляют собой проблему. Перенос без инверсии спектра актуален безотносительно того, работает ли смеситель на основной частоте LO или на его гармониках.
Смесители имеют и другие дефекты, в частности, утечку LO и RF. Если на входе приемника появится мощный сигнал на частоте ПЧ, мы его услышим, пусть и очень тихо. Но такого рода артефакты представляют собой меньшую проблему. В данной статье мы их рассматривать не будем.
Можно построить таблицу с частотами зеркальных каналов:
Freq RF+2*IF RF+2*LO RF+4*LO RF+2*LO+2*IF
03.500 021.4966 028.4966 053.4932 046.4932
03.570 021.5666 028.7066 053.8432 046.7032
07.000 024.9966 038.9966 070.9932 056.9932
07.040 025.0366 039.1166 071.1932 057.1132
10.100 028.0966 048.2966 086.4932 066.2932
10.130 028.1266 048.3866 086.6432 066.3832
14.000 031.9966 059.9966 105.9932 077.9932
14.070 032.0666 060.2066 106.3432 078.2032
18.068 036.0646 072.2006 126.3332 090.1972
18.095 036.0916 072.2816 126.4682 090.2782
21.000 038.9966 080.9966 140.9932 098.9932
21.070 039.0666 081.2066 141.3432 099.2032
24.890 042.8866 092.6666 160.4432 110.6632
24.915 042.9116 092.7416 160.5682 110.7382
28.000 045.9966 101.9966 175.9932 119.9932
28.070 046.0666 102.2066 176.3432 120.2032
Точное значение ПЧ равно 8.9983 МГц. Таблица построена для этой частоты. Было решено не рассматривать работу смесителей на гармониках гетеродина выше 5-ой. Дело в том, что конверсионные потери диодного кольцевого смесителя при работе на 7-ой гармонике LO составляют
30 dB. Кроме того, использованные в HBR/8B усилители с обратной связью на 2N3904 не очень-то усиливают высокие частоты. Это еще 10+ dB аттенюации.
Подав на антенный вход HBR/8B сигнал с уровнем S9 на соответствующих частотах, мы узнаем, что трансивер и вправду принимает их, пусть и негромко. Но разве ДПФ на 20 метров не должен давить всякие 31.9966 МГц и 59.9966 МГц? Увы, ДПФ не идеальны, и типично имеют в полосе подавления порядка 40-50 dB. Кроме того, чем выше частота, тем хуже работает фильтр из-за паразитных эффектов в цепи.
Что же делать? А давайте поставим по входу приемного тракта дополнительный ФНЧ и посмотрим, что будет. Для расчета фильтра был использован калькулятор на rf-tools.com:
Перед нами интервал частот от 0 МГц до 500 МГц. До 100 МГц фильтр работает очень хорошо. На более высоких частотах аттенюация снижается, но все равно остается вполне приличной.
А вот что будет, если поставить этот фильтр следом за ДПФ на 30 метров:
Здесь пурпурный трейс — это исходная АЧХ фильтра. В HBR/8B используются фильтры по схеме double-tuned circuit. Желтый трейс — это АЧХ, полученная при последовательном включении ДПФ и ФНЧ. На высоких частотах фильтры сифонят, поэтому 60 dB подавления на 100+ МГц нам не видать. Зато на частотах 30-100 МГц ситуация стала куда лучше. Именно на эти частоты попадают многие зеркальные каналы (см табличку).
Перепроверяем трансивер с добавленным ФНЧ. На 80-и метрах все еще слышны сигналы на частотах RF+2*IF и RF+2*LO. Но они изначально были очень тихими. Правильнее было бы назвать их не сигналами, а слабым присутствием. Что не удивительно, ведь ДПФ отлично давит соответствующие частоты. Учитывая шумность диапазона 80 метров, было решено ничего с этим не делать.
На диапазонах 40 и 30 метров вполне уверенно слышны частоты RF+2*IF. Еще бы, ведь они находятся в полосе пропускания ФНЧ, а ДПФ здесь справляются не так хорошо, как на 80-и метрах. Но это дело поправимое. Достаточно добавить на входе каждого из ДПФ простой режекторный LC-фильтр. Фильтр состоит из подстроечного конденсатора на 50 пФ и катушки индуктивности, намотанной в 16 витков на кольце T37-6. Он настраивается на любую частоту от 22 до 42 МГц, что позволяет подавить зеркальные каналы на обоих диапазонах.
Все остальные зеркальные каналы попали в полосу подавления ФНЧ и перестали быть слышны. По крайней мере, для сигналов с уровнем S9.
Таким образом, подавление зеркальных каналов удалось существенно улучшить при помощи всего лишь пары дополнительных фильтров. Как альтернативный вариант, можно было воспользоваться уже имеющимися ФНЧ. Теми, которые используются при работе на передачу. Но это требовало бы более существенных переделок, которых в этом проекте мне хотелось избежать. Обновленная схема трансивера доступна на GitHub.
Вы можете прислать свой комментарий мне на почту, или воспользоваться комментариями в Telegram-группе.
Что такое зеркальный канал приема
Наличие каналов паразитного приема — существенный недостаток супергетеродина. К таким каналам можно отнести следующие:
2) канал приема на первой промежуточной частоте;
3) каналы приема, обусловленные гармониками гетеродина.
Каналы паразитного приема реально повредят, собственно, только тогда, когда на них будут работать какие-то станции. От них следует отличать системно обусловленные "пораженные точки". Помимо этого, возможны явления "забития" сильным сигналом, вызванные нелинейностями трактов, и могущие проявиться в приемнике прямого усиления ничуть не меньше, чем в супере.
16.2. Зеркальный канал
"Зеркальный" канал — это канал приема на частоте, отличающейся от частоты основной настройки на удвоенную промежуточную 2 f ПР . Вообще-то для данной частоты гетеродина f Г существуют два равноправных канала приема: f Г + f ПР и f Г — f ПР . Задача состоит в том, чтобы подавить один из них (он-то и будет зеркальным, а другой — основным). Чаще основным является "нижний", второй канал, то есть частота гетеродина устанавливается выше частоты желательного приема (см. рис.). Почему?
Для широкодиапазонных приемников обратный выбор ( f Г < f С ) влечет множество проблем. В частности, может оказаться, что частота гетеродина вообще должна быть меньшей нуля, или она может сделаться равной промежуточной, что абсолютно недопустимо. Кроме того, осложняется подавление приема на гармониках гетеродина.
Впрочем, для приема в узких поддиапазонах приемлема и ситуация "гетеродин ниже".
Как известно, для подавления приема по зеркальному каналу применяют преселекторы, в массовых приемниках это — одиночный контур, настраиваемый на частоту основного канала. Но, как следует из сказанного ранее, затухание, которое может дать один контур, весьма ограничено, достичь здесь показателей, лучших, чем 30 — 40 дБ , проблематично. По понятной причине, чем выше частота приема, тем хуже подавление зеркального канала.
16.3. Высокая ПЧ или добавочный контур?
Повышение промежуточной частоты рассматривается как естественный путь улучшения селекции основного канала относительно зеркального, ведь при этом увеличивается отстройка последнего от резонанса.
Но мы уже знаем, что (для структуры с одноконтурным преселектором) отстройка свыше 10% не даст особо большого эффекта. Она имеет смысл, если к соответствующему показателю нужно добавить разве что несколько децибел; но никак не увеличит подавление на порядок.
Если уже выполняется: 2 f ПР > 0,1 f С , то рассчитывать кардинально улучшить избирательность по зеркальному каналу повышением f ПР не приходится. К примеру, при промежуточной частоте 465 кГц — на частотах приема до 10 МГц попытка увеличить подавление зеркального канала повышением значения ПЧ даст немного. Гораздо эффективнее будет второй, настраиваемый на частоту основного канала контур.
Проверим простым расчетом. Пусть контур преселектора имеет добротность 100. На частоте приема 10 МГц полоса пропускания — 100 кГц , граница полосы — 50 кГц от центра.
Удвоенная ПЧ (930 кГц ) — в 19 раз больше этого значения. Значит, подавление зеркального канала, обеспечиваемое одноконтурным преселектором, равно 19 (т.е.23 дБ ). Конечно, это очень мало.
Добавление второго контура на частоту сигнала увеличит селективность по зеркальному каналу до 19 · 19 = 360 (46 дБ ). Неплохо для бытового приемника, но недостаточно для профессионального, где потребуется еще один контур (69 дБ ).
В других случаях, наоборот, повышение ПЧ неизбежно. Мы можем, к примеру, принять за критерий такую ситуацию, когда добавление очередного контура на частоту сигнала не улучшает подавление по зеркальному каналу даже на порядок (в 10 раз). Как ясно из предыдущего, ослабление в 10 раз соответствует расстройке относительно резонанса на величину 5 П . Значит, Если 2 f ПР < 5 П , то увеличение числа настраиваемых контуров при данном значении ПЧ неэффективно.
Рассмотрим снова ситуацию f ПР = 465 кГц . Тогда, если полоса пропускания входного контура 200 кГц или больше, то повышение ПЧ будет единственным способом обеспечить селективность по зеркальному каналу.
Пусть ожидаемая добротность входного контура снова равна 100. Указанное значение полосы пропускания будет на частоте 20 МГц , и начиная с этой границы столь низкая промежуточная частота уже неприемлема.
При подборе значения ПЧ — применительно к широкодиапазонным приемникам — не избежать ситуации, когда она оказывается внутри рабочего диапазона (а это недопустимо). Чтобы с ней разойтись, разработчики использовали варианты с переключаемой ПЧ — разной для разных поддиапазонов.
16.4. Задиапазонная ПЧ
Применение промежуточной частоты, выходящей за верхнюю границу диапазона принимаемых частот, в современной технике широкодиапазонного радиоприема стало довольно обычным делом (см. рис.). В этом случае и зеркальный, и все другие побочные каналы приема сдвигаются далеко в высокочастотную область, для их подавления достаточно применить в качестве преселектора просто фильтр нижних частот. Неперестраиваемый преселектор обеспечивает простоту реализации, удобство электронной (цифровой) перестройки приемника. А применение многозвенной фильтрации эффективно подавляет нежелательные каналы приема.
Следует, правда, отметить, что для ламповой техники подобные структуры по ряду причин не были характерны.
16.5. Помеха с промежуточной частотой
Физическая причина возникновения канала приема на частоте, равной промежуточной, состоит в том, что смеситель приемника отнюдь не является идеальным "четырехквадрантным перемножителем" (как выразился бы специалист). Отсюда — на его выходе будут присутствовать не только составляющие с суммарной и разностной частотой, но и составляющие входных колебаний: входной сигнал и сигнал гетеродина. Между прочим, о втором нередко забывают, а ведь мощные колебания гетеродина легко перегружают усилитель ПЧ.
Но нас сейчас интересует первый из сюжетов: именно, проникновение в тракт ПЧ сигнала на частоте, равной промежуточной. Конечно, в какой-то мере такой сигнал будет подавлен преселектором. Но обычно мы встречаем в схемах добавочный заградительный фильтр на подобную помеху.
Почему так серьезно относятся к подавлению всего лишь одного из ряда паразитных каналов приема?
Во-первых, эта помеха опаснее. Если мешающий сигнал проникает в тракт, к примеру, по зеркальному каналу, то пораженной оказывается только одна конкретная точка шкалы. В то время как помеха на ПЧ давит разом все, независимо от настройки.
Во-вторых, эта помеха считалась вероятнее. Источником помехи с промежуточной частотой мог быть попросту другой радиоприемник (например, работающий за стеной). Как мы упоминали ранее, напряжение ПЧ на входе детектора может доходить до десятков вольт, вот вам и излучатель помехи! Не удивительно, если близкорасположенная антенна другого аппарата будет принимать не столько желаемую станцию, сколько передачу из соседней квартиры.
16.6. Помехи на гармониках гетеродина
Наличие побочных каналов вокруг гармоник гетеродина вызвано даже не тем, что колебания гетеродина несинусоидальны; основной фактор — это отличие характеристики смесителя от квадратичной. То есть, в конечном счете, несинусоидальным является закон изменения крутизны преобразовательной лампы S ( t ).
Это вызывает появление дополнительных каналов приема на частотах: 2 f Г — f ПР , 2 f Г + f ПР , 3 f Г — f ПР , 3 f Г + f ПР и т.д. Обычно самым опасным (наиболее близким к рабочему диапазону частот) является первый в этом ряду.
Хорошо еще, что (в отличие от зеркального канала) каналы приема, обусловленные гармониками гетеродина, в принципе уже ослаблены относительно основного канала. А на сколько — зависит от формы колебаний S ( t ).
Например, симметрично искаженные колебания практически не содержат второй гармоники 2 f Г . Если к тому же они близки к прямоугольным ("меандр"), то каждая гармоника ослаблена ровно во столько раз, каков ее номер. Если в прямоугольных колебаниях полуволны различаются по длительности (короткие импульсы), то ослабление высших гармоник относительно основной частоты будет меньше, и вдобавок вылезут четные гармоники. Если колебания все же сглажены, высшие гармоники будут затухать быстрее.
Прошу извинения за столь вульгарное преподнесение основ спектрального анализа в одном абзаце.
Подавление указанных паразитных каналов также обеспечивается преселектором, и если в качестве основного канала выбран "нижний", оно не доставляет проблем.
Впрочем, известны разработки, в которых преобразование на второй или третьей гармонике частоты гетеродина являлось именно рабочим режимом.
16.7. Забитие. Кросс-модуляция
Особые ситуации возникают при действии на вход приемника помех большого уровня от близкорасположенных передатчиков.
То, что перегружающие сигналы — в стороне от частоты приема, особой роли не играет. Например, в диапазоне коротких волн полоса пропускания контура преселектора даже по уровню 0,707 доходит до сотен килогерц, при том, что и далее АЧХ может спадать очень медленно. Не всегда осознают, что первый каскад приемника воспринимает на самом деле смесь сигналов множества станций. Весьма вероятно, что среди них попадутся сигналы с такими уровнями, когда уже сказывается нелинейность характеристик ламп.
И что же тогда? Рассматривают два фактора.
1) Сильный сигнал нежелательной станции может послужить своего рода "гетеродином" и перенести по частоте какую-то другую, постороннюю станцию: либо в рабочий диапазон, либо (что более вероятно) на промежуточную частоту. В последнем случае мы будем на всех частотах слышать эту передачу. Возможен и просто прием гармоник мощного сигнала.
2) Сильный сигнал нежелательной станции может быть продетектирован (сеточное детектирование) одной из ламп низкоизбирательной части тракта. Напряжение звуковой частоты будет модулировать передачи других станций, и мы, принимая нужную станцию, будем слышать чужую модуляцию (перекрестная модуляция, или кросс-модуляция). В худшем случае, лампа будет просто заперта постоянной составляющей продетектированного напряжения (забитие тракта).
Забитие и перекрестная модуляция скорее возникают при такой организации сеточных цепей, которая провоцирует режим сеточного автосмещения.
По сути дела мы пришли здесь к показателю, который именуется динамическим диапазоном приемника (или диапазоном допустимых уровней сигнала).
Меры борьбы с перегрузкой очевидны. Уменьшение сопротивления сеточных цепей, вывод первых каскадов из контура АРУ. Повышение линейности первых каскадов. При тяжелой помеховой обстановке — применение входного аттенюатора, ослабляющего сигналы. Разумеется, хороший преселектор все же снижает вероятность перегрузки, причем важен именно показатель абсолютного ослабления внеполосных сигналов.
Вот теперь самое время вспомнить, что абсолютное ослабление при больших расстройках не зависит от добротности, оно увеличивается только за счет снижения характеристического сопротивления контура. Хороший в этом отношении преселектор должен иметь низкие индуктивности и большие емкости.
Между прочим, если уровни сигнала и недостаточны, чтобы перегрузить каскад усиления радиочастоты, то, будучи им усиленными, они уже могут оказаться опасными для следующей лампы. Наличие в приемнике каскада УВЧ крайне вредно! А если он и есть, то уж, по крайней мере, вся избирательность по сигналу должна быть сосредоточена на его входе.
Увы, разработчики прежних лет не следовали этой логике. Более важным считалось побольше усилить сигнал до смесителя — наиболее "шумного" элемента тракта, с целью повышения чувствительности.
16.8. Перегрузка УПЧ
Аналогичные явления могут возникнуть в тракте УПЧ. Хотя полоса пропускания здесь существенно уже, зато уровни сигнала намного выше.
Очевидно, что оптимальная структура тракта будет соответствовать сосредоточению всей избирательности прямо на выходе смесителя (ФСС), а последующие каскады могут быть апериодическими (широкополосными) или слабоизбирательными.
16.9. Двойное преобразование. Пораженные частоты
Двойное преобразование частоты призвано оптимально разделить две задачи: получения требуемого подавления паразитных каналов (решаются применением высокой первой ПЧ) и формирования заданной характеристики основной селекции (что удобнее реализовывать на относительно низкой второй ПЧ). Впрочем, имелись аппараты даже с тройным преобразованием (пример: "Калина").
Нередко находили применение структуры с переменной первой ПЧ, имеющие два преимущества: единую для всех поддиапазонов шкалу и кварцованный (а значит высокостабильный) первый гетеродин. И тут уж второе преобразование просто неизбежно.
Увеличение числа преобразований множит, в принципе, и паразитные каналы. Но наибольшую опасность представляет сигнал второго гетеродина и его гармоники. Попав на вход приемника, они забивают множество точек диапазона приема, образуя так наз. пораженные частоты.
Борьба с этим явлением одна: всемерно улучшать экранировку блоков приемника и развязку по общим цепям.
17.1. Амплитудный детектор на диоде
Классическая схема "последовательного" детектора дана на рисунке (собственно, это однополупериодный выпрямитель). Если представить ламповый диод как идеальный вентиль, то такая модель ("линейного" детектирования) сразу же дает для постоянной составляющей выходного напряжения:
где u BX — амплитуда напряжения несущей на входе детектора. Амплитуда низкочастотного напряжения на выходе:
u ВЫХ = mU H ( m — коэффициент модуляции АМ сигнала).
При полярности включения диода как на схеме — выпрямленное напряжение будет положительным.
17.2. Искажения в детекторе
Не всегда осознают, что низкочастотный ток, проходящий через резистор нагрузки, протекает также и через нелинейный элемент — диод! Это может явиться причиной искажений продетектированного сигнала.
Как и для любой схемы, где есть элемент с односторонней проводимостью, нежелательное закрывание диода на пиках огибающей будет возникать, если нарушается известное условие: I > i , где I — постоянная составляющая тока через диод, а i — амплитуда низкочастотного тока.
В детекторе на диоде оба эти тока создаются только входным высокочастотным сигналом. Посмотрите на схему наверху. Пусть на нагрузке детектора R 1 имеется постоянная составляющая продетектированного напряжения U H и переменная mU H , тогда очевидно:
Если регулятор громкости R 1 выведен до предела (движок — в крайнем нижнем по схеме положении), то:
Условие отсутствия искажений I > i выполняется автоматически: ведь всегда m < 1.
Если теперь движок потенциометра перемещен в положение, соответствующее максимуму громкости, то нагрузка детектора для напряжения низкой частоты будет состоять уже из параллельно соединенных R 1 и R 2 , и:
Получается, что при m > R 2/( R 1 + R 2) (в рассматриваемой схеме — при m > 0,5) нарушается условие неискаженного детектирования.
Чтобы уравнять в этом случае нагрузки для постоянного и переменного напряжений, можно увеличить R 2: так при R 2 = 1 МОм искажения будут отсутствовать даже при 80-процентной модуляции.
Другой способ пояснен на нижней схеме: сопротивления нагрузки детектора для постоянного и переменного напряжений различаются здесь (когда регулятор установлен на максимум) всего на 16%, т.е. до m < 0,84 искажения отсутствуют. Правда, и выходной сигнал снижен вдвое, но с этим можно примириться.
17.3. Полоса модулирующих частот
Дополнительные искажения в детекторе могут возникать для наивысших частот модулирующего напряжения, когда заметная доля тока выделенного сигнала будет протекать через емкость нагрузки C H . Амплитуда общего тока составит, с учетом этой емкости:
Оказывается, при m , близком к единице, условие I > i опять нарушается — с ростом частоты F . В то же время слишком уменьшить C H нельзя (во всяком случае, она должна быть на порядок больше емкости диода).
17.4. Путаница с "входным сопротивлением"
Для схемы "последовательного" детектора в книгах обычно дается формула: R BX = 0,5 R .
С входным сопротивлением нелинейных схем дело обстоит непросто. При гармоническом напряжении входной ток детектора является резко несинусоидальным. В этих условиях, если уж вести речь о входном сопротивлении, следует прежде ясно оговорить, какой смысл будет придаваться этому понятию.
Допустим, источник сигнала имеет внутреннее сопротивление R И . Следует ожидать, что выпрямленное напряжение U H будет (даже при "идеальном" диоде) теперь заметно меньше амплитуды ЭДС сигнала e BX , и тем меньше, чем больше R И . Этот факт можно приписать влиянию "входного сопротивления" детектора R BX , снижающему напряжение пропорционально R BX /( R И + R BX ).
Даже не решая сложное уравнение, можно будет сделать вывод: искомая величина входного сопротивления не является постоянной; с увеличением R И эффект детектирования снижается медленнее, чем можно было бы ожидать. Заметим, однако, что здесь R BX получается принципиально во много раз меньше, чем 0,5 R (особенно при малых сопротивлениях источника сигнала).
В итоге, при низкоомном источнике расчет "входного сопротивления" детектора вообще теряет смысл, так как в большинстве случаев оказывается верным простое соотношение:
U H = (0,8. 0,9) u BX .
Другое дело, если детектор подключен к колебательному контуру, как чаще всего и бывает в ламповых схемах. Главное, что при этом интересует — снижение добротности, связанное с отбором энергии. Здесь потребуется по-иному определить входное сопротивление детектора:
где Р — мощность, отбираемая детектором из контура. Из условия баланса мощностей, учитывая, что:
и принимая U H = u BX , получаем знакомое:
17.5. Чувствительность детектора
Для того, чтобы существовал эффект детектирования, требуется выполнение условия, противоположного условию отсутствия отсечки (для линейных схем):
I — постоянная составляющая тока через диод (примерно равная u BX / R );
i’ — переменная составляющая, условно принимая диод линейным (равна u BX / R i , R i — дифференциальное сопротивление диода при токе I ). Вводя крутизну характеристики диода S = 1/ R i , получаем условие линейного детектирования:
Располагая характеристикой диода, мы смогли бы теперь получить какие-то количественные оценки.
В связи со специфической характеристикой лампового диода (полином степени 3/2), его чувствительность в принципе растет со снижением уровня детектируемых сигналов ( S уменьшается намного медленнее, чем I ). Однако этот ток никак не может быть сделан меньше начального тока диода, составляющего несколько микроампер.
Понятно, что увеличение нагрузки детектора R повышает чувствительность, так как снижается ток диода.
17.6. Параллельный детектор
Присоединим "нижний" вывод резистора нагрузки к ВЧ входу, как на рис. слева. Ни для постоянной составляющей тока, ни для модулирующего колебания — в схеме, по сути дела, ничего не изменилось. Перевернув теперь схему (справа), получим известный по книгам параллельный детектор.
В новой схеме резистор R дополнительно подгружает ВЧ вход. Соответственно снижается входное сопротивление для резонансных цепей:
Отличием этой конфигурации является также присутствие на ее выходе, помимо низкочастотного напряжения, еще и полного входного сигнала. Поэтому в практических схемах предусматривается дополнительная фильтрующая ячейка R Ф С Ф для снятия нежелательной ВЧ составляющей.
К параллельному детектору обращаются нередко. Во-первых, если схема диктует необходимость непременно емкостной связи с источником сигнала. Во-вторых, это естественное решение для комбинированных ламп (таких как 6Г2), а также прямонакальных, то есть тех, где катод диода вынужденно заземлен.
Впрочем, в этих последних случаях вполне возможно и последовательное детектирование — если только контур может быть отвязан от "земли" (см. последний рис.).
При указанной полярности включения диода выпрямленное напряжение — минусовое.
17.7. Сеточный детектор
Эта схема типична для простых малоламповых приемников. Она эквивалентна сочетанию обычного детектора и усилительного каскада; только роль анода диода играет управляющая сетка. По понятным причинам ВЧ фильтрацию приходится осуществлять уже в анодной цепи.
В книгах мы читаем, что сеточный детектор обладает повышенной чувствительностью; это действительно так. Дело в том, что отказ от регулятора громкости вслед за детектором — позволяет увеличить сопротивление нагрузки ( R ). Тем самым и сохранить высокую добротность контура, и снизить до минимума ток через "диод". Правда, это оборачивается и негативной стороной: возможностью перегрузки каскада сильными сигналами, размах которых превысит раствор характеристики лампы. В предельном случае выделенная НЧ огибающая (на отрицательной "подставке") вообще выносится в область отсечки характеристики, а слушатель раритетного приемника недоумевает: почему при точной настройке на очень мощную станцию передача пропадает?
17.8. Катодный детектор
Если сеточный детектор по принципу работы — диодный, то катодный и анодный детекторы действуют иначе.
Взглянем на эту схему как на катодный повторитель с емкостной нагрузкой. В отличие от линейного случая, ток покоя в детекторе всегда должен быть выбран "неправильно", чтобы не позволять емкости разряжаться в промежутке между двумя положительными полуволнами колебаний несущей:
Здесь i’ — снова амплитуда тока несущей частоты f в катоде, как если бы не было отсечки колебаний, I — ток покоя лампы.
Будем считать, что фильтрующий конденсатор C H имеет достаточно большую емкость, чтобы выполнялось: . Практически это достижимо, если несущая и модулирующая частоты различаются на порядки. Такой режим катодного детектора наиболее выгоден в отношении чувствительности.
В данном случае повторитель нагружен (для несущей частоты) на сопротивление, значительно меньшее его выходного сопротивления, равного 1/ S . Следовательно, гипотетическую величину i’ , соответствующую линейному режиму работы, записать просто: i’ = Su BX , как в любом каскаде, где катодный резистор заблокирован конденсатором большой емкости.
Получаем знакомое уже условие эффективного детектирования, противоположное условию работы без отсечки:
Su BX >> I , т.е. u BX >> I / S .
Рассмотрим каскад с триодом 6Н1П, пусть анодный ток равен 1 мА , при этом крутизна 2 мА / В . Тогда порог детектирования получается 0,5 В . Чувствительность будет повышаться с уменьшением тока покоя: при снижении тока в 8 раз она повышается вчетверо (почему — надеюсь, пояснять не надо). В практических схемах номинал катодного резистора выбирают поэтому от 50 до 200 кОм .
Катодный детектор легко рассчитать с позиции отсутствия искажений, вызванных как активной, так и реактивной внешней нагрузкой, при безусловном сохранении начальной добротности контура. Однако никаких других особенных достоинств у него нет (зато имеются недостатки), поэтому заметного распространения он не нашел.
17.9. Анодный детектор
Рассмотренные выше схемы детектирования имеют общую особенность: напряжение на открытом нелинейном элементе представляет собой только разность между огибающей АМ колебания и величиной выходного напряжения (тот же "сигнал ошибки", аналогично усилительным схемам с обратной связью). Потому детекторы обеспечивают малые искажения, причем форма характеристики нелинейного элемента совершенно не важна! Условие "линейности" детектирования сформулировано выше. Если оно не соблюдается (сигнал слабый), детектор превращается в нелинейный ("квадратичный").
В литературе можно встретить утверждение: любой детектор является линейным для "сильных" сигналов. Причина, якобы, в том, что для таких сигналов характеристика детектирующего элемента аппроксимируется кусочно-линейной, состоящей из двух прямых.
Это неверно. Ни при каких условиях полиномиальная характеристика не эквивалентна составленной из двух прямых. Применявшийся изредка в старой аппаратуре анодный детектор, в частности, осуществляет нелинейное преобразование сигнала в соответствии с формой характеристики лампы, при этом отсутствует отрицательная обратная связь. Ни при каких самых "сильных" сигналах здесь не обеспечивается линейная демодуляция. Не буду даже приводить эту мерзкую схему; впрочем, она отличается от сеточного детектора лишь подачей на лампу смещения, почти запирающего ее (для выполнения навязшего в зубах условия детектирования).
17.10. Кенотронный выпрямитель
Схему двухполупериодного (двухфазного) кенотронного выпрямления мы встречаем в большинстве старых ламповых устройств. На пиках напряжения вторичной обмотки входной конденсатор фильтра заряжается почти до амплитудного значения u 2 . Нельзя забывать, что амплитуда напряжения обмотки составляет 1,41 ее действующего значения (того, которое фигурирует в расчетах трансформатора и измеряется авометром).
Точнее: U ВЫПР.max = u 2 — U Ф .
Падение напряжения на каждой фазе U Ф (в каждом плече) может составлять 20-50 В — складывается из падения на кенотроне и на омическом сопротивлении обмотки. Конечно, оно зависит от тока нагрузки, но не так все просто.
Можно подумать, что ток через лампу — это выпрямленный ток (или даже его половина, ведь схема-то двухполупериодная). В среднем это действительно так. Но ведь режим работы кенотрона импульсный, он открыт только небольшую часть периода. В течение этого времени ток в несколько раз превышает средний. Именно об этом мы упоминали ранее. Отсюда и должен исходить тот, кто попытается определить U Ф по вольтамперной характеристике диода и известному сопротивлению обмотки.
Вот типичный пример: выпрямительная лампа — 5Ц4С, напряжение анодной обмотки (эффективное) на холостом ходу 2 х 250 В , что соответствует амплитуде 350 В . Именно столько и будет замерено на выходе выпрямителя без нагрузки. При нагрузке током 40 мА (при активном сопротивлении каждого плеча вторичной обмотки, допустим, 30 Ом ) напряжение упадет примерно до 300 В .
Разумеется, нельзя забывать еще и про падение напряжения от выпрямленного тока на обмотке дросселя фильтра. И не удивимся, что выпрямленное напряжение зависит даже от величины входной емкости: ведь чем больше емкость, тем меньше длительность импульса заряда и, соответственно, выше ток в импульсе.
17.11. Уровень пульсаций
В промежутке между соседними пиками напряжения конденсатор разряжается на нагрузку. Считая процесс разряда линейным, а его длительность равной половине периода частоты сети (это для двухполупериодного выпрямителя, а для однополупериодного — целому периоду), получаем спад напряжения на емкости:
где, например, для частоты сети 50 Гц .
Принятые допущения приведут к тому, что размах пульсаций по приведенной формуле получится слегка завышенным, но это обеспечит полезный запас расчета.
17.12. Сглаживающие фильтры
Так называемый П-образный фильтр (наверху) весьма эффективен для питания анодных цепей. Дополнительное Г-образное звено снижает уровень пульсаций (при правильном выборе элементов) примерно в соответствии с соотношением реактивных сопротивлений его элементов, то есть в раз. А при неправильном выборе — пульсации могут быть даже подняты резонансом, но это, конечно, надо еще умудриться.
В устройствах большой мощности находил применение Г-образный фильтр (внизу), начинающийся с индуктивности. Его особенность — ток каждого плеча почти неизменен в течение половины периода (и равен току нагрузки). Это дает два преимущества:
1) снижается падение напряжения в плече U Ф , возрастает КПД;
2) уменьшается вероятность превышения допустимого тока вентиля в импульсе (к чему были весьма чувствительны так наз. газотроны . да, существовали и такие!).
Крупным недостатком схемы является то, что напряжение на выходе выпрямителя здесь не сглажено; размах пульсаций приближается к амплитуде напряжения обмотки. Г-образное звено призвано целиком взять сглаживание на себя, поэтому требуемые величины L и С получатся существенно выше, часто переходили даже к двухзвенной фильтрации.
Разумеется, с однополупериодным выпрямителем подобный фильтр несовместим вообще.
В дешевых аппаратах вместо дросселя устанавливали просто резистор; разумеется, при оценке подавления пульсаций надо принимать тогда в расчет активное сопротивление вместо индуктивного.
Подавление зеркального канала и приемники прямого преобразования
В предыдущей статье мы изучили преимущества, связанные с использованием промежуточной частоты (ПЧ или IF, intermediate frequency). Однако ПЧ-архитектуры повлекли за собой серьезный недостаток, и на самом деле этот недостаток является важным фактором, мотивирующим к разработке альтернатив, основанных на прямом преобразовании.
Зеркальный канал
Приемник на основе ПЧ использует сигнал генератора с переменной частотой (ГПЧ или VFO, variable-frequency oscillator) для смещения принимаемого спектра вниз до эквивалентного спектра, центрированного вокруг промежуточной частоты; смещение выполняется посредством умножения. Однако эта операция умножения влияет не только на принимаемый спектр, но и на любой спектр, расположенный симметрично относительно частоты ГПЧ. Другими словами, умножение сдвинет один спектр, который ниже частоты ГПЧ на величину ПЧ, и другой спектр, который выше частоты ГПЧ на величину ПЧ.
Влияние зеркального канала на сигнал промежуточной частоты
Как вы можете видеть, и спектр зеркального канала, и спектр искомого сигнала, оба присутствуют в сигнале промежуточной частоты, который будет затем демодулироваться. На этом рисунке мы можем легко отличить один от другого, но в реальной схеме это не так – частотная информация в нужном спектре искажается частотной информацией в спектре зеркального канала.
Этот симметрично расположенный спектр зеркального канала является серьезным препятствием для надежного приема, основанного на ПЧ. Почему? Поскольку спектр зеркального канала (предположительно) не находится под управлением проектируемой беспроводной системы, и, следовательно, это может быть что угодно, включая сигнал, который намного мощнее интересующего нас сигнала. Таким образом, если мы не сделаем что-то для уменьшения влияния зеркального канала, качество приема системы будет зависеть от непредсказуемого поведения сигналов, близких к частоте зеркального канала.
Подавление зеркального канала
Чтобы уменьшить влияние спектра зеркального канала, гетеродинные приемники используют фильтры подавления зеркального канала. Они помещаются перед смесителем, так чтобы спектр зеркального канала подавлялся до смещения на промежуточную частоту. Это эффективное решение, но есть два осложнения.
Компромисс
Фильтр подавления зеркального канала будет не очень полезен, если он ослабляет и спектр зеркального канала, и спектр интересующего нас сигнала. Таким образом, амплитудно-частотная характеристика фильтра должна переходит от низкого ослабления в полосе необходимого сигнала к высокому затуханию в полосе зеркального канала. Как и в случае с любым фильтром, быстрые переходы от полосы пропускания до полосы задерживания являются сложными, и, таким образом, будет легче разработать фильтр подавления зеркального канала, если между необходимой полосой и полосой зеркального канала будет большой разнос по частоте.
Однако разделение между требуемой полосой и полосой зеркального канала пропорционально промежуточной частоте (более конкретно, это разделение в два раза больше промежуточной частоты). Это означает, что большее разделение соответствует более высокой ПЧ. Это не катастрофично, но мы должны помнить, что мы хотим, чтобы промежуточная частота была значительно удобнее (с точки зрения обработки сигналов), чем высокая частота, используемая для радиочастотной передачи. Если мы увеличим промежуточную частоту слишком сильно, то трудности, создаваемые более высокой ПЧ, могут перевесить преимущества улучшенного подавления зеркального канала. Таким образом, фильтрация подавления зеркального канала влечет за собой фундаментальный компромисс между подавлением зеркального канала и желанием поддерживать более низкую промежуточную частоту.
Интеграция или отсутствие
Подавление зеркального канала обычно осуществляется с помощью фильтра, который не включен в интегральную микросхему. Другими словами, фильтры подавления зеркального канала занимают площадь на печатной плате и время на проектирование, а в контексте современной электроники оба этих ресурса ценны и в дефиците.
Компании часто пытаются свести к минимуму время, затрачиваемое на перенос нового продукта на фазу производства, а важным способом сокращения времени проектирования является, по возможности, избегание специальной разработки – другими словами, использование протестированных и проверенных интегральных микросхем вместо недавно разработанных внешних схем. Что касается площади на печатных платах, то неудивительно, что миниатюризация является одной из основных целей в различных отраслях электроники, и единственный способ добиться экстремальных уменьшений размеров – это технология интегральных микросхем. Таким образом, гетеродинные приемники, которые полагаются на фильтры подавления зеркального канала, в корне проблематичны в отношении неизбежных реалий в проектировании современной электроники.
Возможное решение: прямое преобразование
Как упоминалось в предыдущей статье, приемник с прямым преобразованием сдвигает принятый сигнал в базовый (низкочастотный) диапазон вместо промежуточной частоты. Другими словами, частота генератора переменной частоты всегда равна центральной частоте интересующего нас спектра.
Структурная схема приемника прямого усиления
Данный подход включает в себя одно очень важное преимущество – он устраняет проблему с зеркальным каналом. В схеме прямого преобразования отсутствует спектр зеркального канала: интересующий нас спектр центрирован вокруг частоты генератора переменной частоты, и нет спектра, который может быть симметрично расположен относительно частоты ГПЧ, когда необходимая центральная частота и частота ГПЧ равны.
Другим преимуществом прямого преобразования является просто расширение преимуществ, связанных с архитектурами на основе промежуточной частоты. Промежуточная частота облегчает обработку сигнала, поскольку она значительно ниже частоты передачи, но обработка может быть еще проще, когда «промежуточная» частота равна 0 Гц, т.е. когда принятый спектр смещается непосредственно на основную (низкочастотную) полосу частот.
Прямое преобразование сразу кажется превосходной альтернативой: концептуально проще, нет зеркального канала, чтобы испортить принятый спектр, обработка низкочастотных сигналов заменяет обработку сигналов на промежуточной частоте, а отсутствие фильтра подавления зеркального канала позволяет расширить использование технологии интегральных микросхем. Почему же кто-то даже рассматривает архитектуру на основе ПЧ? Ну, оказывается, что существует несколько существенных недостатков, связанных с прямым преобразованием. Здесь мы обсудим только тот недостаток, который, пожалуй, является самым серьезным.
Смещение по постоянному напряжению
Радиоприемники чувствительны к постоянным составляющим сигнала, поскольку амплитуда принимаемых сигналов часто чрезвычайно мала. Эти сигналы с малой амплитудой создают потребность в высоком усилении, но высокое усиление может быстро нарушаться, когда сигнал имеет значительное смещение по постоянному напряжению, поскольку умножение смещения насыщает усилитель.
Смесители легко создают смещение по постоянному напряжению, поскольку умножение синусоиды на другую синусоиду с одинаковой частотой и фазой создает неизменяющуюся составляющую сигнала. В главе 3 мы обсудили сложности, вызванные тем, что радиочастотные сигналы не ограничиваются предназначенными для них путями прохождения. Скорее их высокая частота позволяет им «утекать» в части схемы, где мы бы не хотели их видеть. Проблема создания смещения по постоянному напряжению является прекрасным примером этой проблемы: сигнал генератора утекает в другие части схемы таким образом, что он присутствует на обоих входах смесителя, и результатом является смещение по постоянному напряжению в выходном сигнале.
Пример утечки
Приемник прямого преобразования должен реализовывать некоторый способ отмены смещения по постоянному напряжению, а это не особенно простая задача; фильтрация, как правило, невозможна, поскольку фильтр будет подавлять и участки необходимого спектра, которые были сдвинуты вниз до полосы вокруг постоянного напряжения. С другой стороны, гетеродинный приемник может легко удалять смещения по постоянному напряжению с помощью фильтрации, поскольку между постоянным напряжением и диапазоном ПЧ существует значительное разделение по частоте.