На какие параметры усилителя влияет емкость нагрузки

14

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя

В многокаскадных усилителях с конденсаторной связью (рисунок 3.12) нагрузкой промежуточного каскада является входная цепь последующего каскада. С учетом замены R_н на R_вх анализ, проведенный в вышеизложенных главах действителен и для промежуточных каскадов. Число каскадов в многокаскадном усилителе определяют, исходя из требуемого коэффициента усиления. Каскады рассчитывают (выбор и обеспечение режима покоя, расчет по переменному току) в последовательности от оконечного каскада к первому. Сначала проводят расчет оконечного каскада, который обеспечивает получение требуемой мощности (тока или напряжения) сигнала на нагрузке R_н.

По коэффициенту усиления оконечного каскада определяют параметры его входного сигнала, являющиеся исходными для расчета предоконечного каскада, и т. д. вплоть до первого (входного) каскада. Расчет вначале ведут для средней частоты f₀, что позволяет пренебречь влиянием конденсаторов в усилителе (их сопротивление принимают равным нулю или бесконечности для конденсаторов, стоящих в схеме замещения параллельно) и не учитывать зависимость параметров транзисторов от частоты. Учет свойств транзисторов и влияния конденсаторов в случае необходимости производят, исходя из диапазона частот усиливаемого сигнала, чем обеспечивается требуемая полоса пропускания частот усилителя. Наличие в схеме усилителя конденсаторов и зависимость параметров транзисторов от частоты приводят к тому, что при изменении частоты входного сигнала напряжение на выходе усилителя изменяется как по амплитуде, так и по фазе. В соответствии с этим коэффициент усиления по напряжению характеризуется комплексной величиной, определяемой модулем коэффициента усиления | | и углом фазового сдвига φ выходного синусоидального напряжения относительно входного. Зависимость модуля коэффициента усиления | | от частоты определяет амплитудно-частотную характеристику усилителя, а зависимость угла фазового сдвига φ от частоты — его фазочастотную характеристику. В области низких частот полосы пропускания указанные зависимости при чисто активной нагрузке обусловливаются наличием конденсаторов в схеме, а в области высоких частот — главным образом частотными параметрами транзисторов. Обычно на практике можно независимо исследовать влияние элементов, определяющих ход указанных характеристик в области высоких и низких частот.

Рисунок 3.12 — Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной связью

Рассмотрим особенности работы усилителя в области низких частот.

При расчете коэффициентов усиления одиночных каскадов сопротивление конденсаторов переменному току х_с = 1 / (ω С) принималось равным нулю. Как указывалось, такое предположение действительно для полосы средних частот. Коэффициент усиления yсилителя для этих частот соответствует величине К _U0 (рисунок 3.13, а), равной произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов. По мере снижения частоты начинает сказываться уменьшение проводимости межкаскадных конденсаторов связи С_р в усилителе.

Вследствие падения напряжения на конденсаторах уменьшается напряжение сигнала, поступающее на первый каскад от источника входного сигнала и на последующие каскады с выходов предыдущих. Падение напряжения на конденсаторах приводит к уменьшению амплитудных значений сигналов на выходе каждого каскада и усилителя в целом, что проявляется снижением его коэффициента усиления в области низких частот (см. рисунок 3.13, а).

Рисунок 3.13 — Общий вид АЧХ многокаскадного усилителя с конденсаторной связью и влияние емкости конденсаторов связи на АЧХ усилителя в области низких частот

Влияние конденсаторов С_р является причиной того, что в усилителе с конденсаторной связью коэффициент усиления К_U → 0 при f → 0. Характер зависимости коэффициента усиления в области низких частот определяется величиной емкости конденсаторов С_p. В частности, с увеличением их емкости снижение коэффициента усиления происходит при более низких частотах (рисунок 3.13, б).

На коэффициент усиления усилителя в области низких частот оказывают влияние также конденсаторы С_э. Их влияние проявляется в том, что с уменьшением частоты снижаются коэффициенты усиления каскадов вследствие уменьшения шунтирующего действия конденсаторов на резисторы R_э.

Уменьшение модуля коэффициента усиления в области низких частот К_Uн учитывается коэффициентом частотных искажений усилителя

который представляет собой произведение коэффициентов частотных искажений, обусловленных каждым из конденсаторов в усилителе:

Коэффициент частотных искажений, обусловливаемый влиянием каждого из конденсаторов, рассчитывают с учетом его постоянной времени τ_нс и частоты ω_н по формуле:

Так, для конденсатора С_р1 (см. рисунок 3.12) постоянная времени
τ_нp1 = С_р1 (R₂ + R_вх1), где R_вх1 — входное сопротивление первого каскада; для конденсатора С_э1: τ_нэ1 = С_э1(R ₄║ R_Т1э), где R_Tlэ — сопротивление транзистора Т₁ со стороны эмиттера (R_Tlэ ≈ r_э); для конденсатора С_р2 τ_нp2 = С_р1 (R_вх2 + R_вых1), где R_вх2 — входное сопротивление второго каскада. Аналогично определяются постоянные времени и для других конденсаторов в схеме.

При расчете усилителя на требуемую область низких частот исходным параметром является низшая частота полосы пропускания f_{н п} усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте f_{н п} соответствует коэффициент частотных искажений М _н = М _нп (см. рисунок 3.13, а), величина которого зависит от назначения усилителя. Так, например, для усилителей звуковых частот величина М _нп часто принимается равной . Согласно выражениям (3.24) и (3.25), задача сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в усилителе, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, обусловливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло М _н = М _нп.

Как отмечалось, наличие конденсаторов в схеме приводит к появлению и фазо-частотных искажений. В полосе средних частот, где влияние конденсаторов не проявляется, сдвиг по фазе выходного напряжения усилителя относительно входного возможен только на величину пπ, где п — число каскадов усилителя, осуществляющих изменение фазы сигнала на 180°. Как известно, ими являются лишь каскады ОЭ (или ОИ), поскольку схемы ОБ и ОК (а также ОЗ и ОС) фазу сигнала не поворачивают.

С понижением частоты входного сигнала появление фазового сдвига обусловлено тем, что ток в цепях с конденсаторами опережает по фазе напряжение. Так, например, в области низких частот входное напряжение каждого каскада будет создаваться входным током емкостного характера, протекающим через конденсатор С_р. В связи с этим напряжение, поступающее на вход каскада после конденсаторов, будет иметь опережающий фазовый сдвиг относительно напряжения источника (для первого каскада) и выходного напряжения предыдущего каскада (для промежуточных каскадов). В результате фазовый сдвиг выходного напряжения усилителя относительно его входного напряжения в области низких частот имеет опережающий характер, его угол равен сумме углов фазовых сдвигов, создаваемых всеми конденсаторами в схеме:

Угол фазового сдвига, создаваемого каждым из конденсаторов, находят из выражения, отражающего связь между коэффициентом частотных искажений (3.25) и фазовым сдвигом:

Для иллюстрации влияния конденсаторов на частотные и фазовые искажения предположим, что емкости всех конденсаторов в усилителе, кроме С_р2 (см рисунок 3.12), довольно большие. Тогда амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя в области низких частот будут обусловлены конденсатором С_р2. Амплитудно-частотная характеристика усилителя будет определяться из условия М_н = М_{нр 2} по выражению (3.25), а фазо-частотная — по выражению (3.28) для С_р2. Вид характеристик показан на рисунке 3.14, а, б сплошными линиями. При этом угол фазового сдвига в усилителе, обусловленный конденсатором С_р2, φ_н = π / 2. Для частоты входного сигнала, при которой М _н = , угол фазового сдвига согласно выражению (3.27) φ_н = π / 4 (рисунок 3.14 а, б).

Влияние всех конденсаторов усилителя вызывает спад АЧХ при больших частотах и согласно соотношению (3.26) — увеличение фазового сдвига (пунктирные кривые на рисунке 3.14, а, б).

Рассмотрим работу усилителя в области высоких частот.

Факторами, влияющими на характеристики усилителя в области высоких частот, являются зависимость коэффициента β транзистора от частоты и наличие емкости коллекторного перехода C _к(э) (для каскадов ОЭ). Уменьшение коэффициента усиления усилителя в области высоких частот обусловлено снижением коэффициентов усиления отдельных каскадов вследствие уменьшения модуля коэффициента β транзисторов, а также шунтирующего действия емкостей C _к(э).

О степени уменьшения коэффициента β судят по граничной частоте f_β, на которой его значение снижается в раз относительно величины β₀, действительной для области средних частот.

В области высоких частот коэффициент передачи тока β является комплексной величиной:

,

в связи с чем, а также с учетом емкости С_к(э) создается отстающий фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного.

Уменьшение коэффициента усиления каскада в области высоких

Рисунок 3.14 — К объяснению влияния конденсаторов на АЧХ и ФЧХ усилителя

частот характеризуется коэффициентом частотных искажений

где τ_в = τ_β + τ_к – эквивалентная постоянная времени каскада в области высоких частот.

Постоянная времени τ_β, примерно равная времени жизни неосновных носителей заряда в базе (дырок в транзисторах типа р-п-р) связана с граничной частотой f_β выражением: τ_β = 1 / (2 π f_β), а постоянная времени τ_к определяется параметрами коллекторной цепи каскада (см. рисунок 3.6):

Угол фазового сдвига, создаваемого одним каскадом усиления, находят из соотношения: φ_вх = – arctg (ω τ_н).

Согласно выражению (3.29), коэффициент частотных искажений увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению коэффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, создаваемого каскадом, стремится к величине −p/2.

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каскада в области высоких частот показаны на рисунке 3.15, а, б.

Рисунок 3.15 — Влияние частотных свойств транзисторов на амплитудно частотную и фазо частотную характеристики усилителя

Для многокаскадного усилителя коэффициент частотных искажений в области высоких частот находят по произведению коэффициентов частотных искажений, вносимых каскадами:

а угол фазового сдвига — как сумму углов фазовых сдвигов, создаваемых каждым каскадом:

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя в области высоких частот показаны на рисунке 3.15 пунктирными кривыми.

Расчет усилителя в области высоких

частот связан с обеспечением верхней частоты f _вп полосы пропускания усилителя (см. рисунок 3.13, а), определяемом на уровне M _вп. На рисунке 3.13, а принято М _вп = М _нп, хотя их равенство при определении полосы пропускания частот усилителя в принципе не обязательно. Расчет сводится к выбору типа транзистора по частоте f_β и определению τ_β, при которых обеспечиваются необходимые коэффициенты частотных искажений каскадов, входящих в усилитель.

Амплитудные и фазовые искажения усилителя относятся к классу линейных, так как они не вызывают изменения формы усиливаемого синусоидального сигнала. При более сложной форме усиливаемого сигнала, характеризующегося спектром гармонических составляющих, амплитудные и фазовые искажения усилителя являются причиной появления несоответствия между формой выходного и входного напряжений вследствие нарушения связи между гармоническими составляющими по амплитуде и фазе.

Понравилась статья? Добавь ее в закладку (CTRL+D) и не забудь поделиться с друзьями:

На какие параметры усилителя влияет емкость нагрузки

4.5. Влияние емкости нагрузки и входной емкости на устойчивость оу

Пусть ОУ без ОС является системой первого порядка, т.е. его АЧХ не имеет изломов и спадает со скоростью –20дБ/дек. Если ОС частотно-независимая, то порядок возвратного отношения также будет первым (рис.4.11,б). ОУ характеризуется своей частотой единичного усиления и действительным выходным сопротивлением (рис.4.11,а). Выходной емкостью ОУ или пренебрегают, или относят к емкости нагрузки.

Рис.4.11. Операционная схема второго порядка: а – эквивалентная схема; б — АЧХ

Инерционное звено создает полюс на частоте

На этой частоте возникает излом (рис.4.11,б) и далее АЧХ спадает со скоростью –40дБ/дек, т.е. усилитель ведет себя как операционная схема второго порядка с собственной частотой

и коэффициентом затухания

согласно формулам (4.10) и (4.11).

При возрастании емкости уменьшается k, возрастает Mp и  и уменьшается запас устойчивости по фазе (см.табл.4.2), т.е. схема приближается к неустойчивому состоянию. Это объясняется тем, что на высоких частотах емкость нагрузки вносит дополнительные фазовые сдвиги и ОС меняет знак, — из отрицательной становится положительной, это вызывает подъем АЧХ и выброс на переходной характеристике.

Из (4.19) следует, что при =const ( ) коэффициент затухания k тем меньше, чем больше частота единичного усиления ОУ . Этот факт является одной из причин, почему для ОУ широкого применения выбирается около 1MГц (не выше!).

Наличие входной емкости ОУ (рис.4.12,а) уменьшает запас устойчивости с

Рис.4.12. Влияние входной емкости ОУ на запас устойчивости схемы:

а – эквивалентная схема; б — АЧХ

хемы, переходная характеристика принимает вид затухающей синусоиды (рис.4.7,б) (возникает “звон”).

Если, как и прежде, считать ОУ без ОС системой первого порядка, то при учете входной емкости порядок возвратного отношения будет второй, т.к. ОС станет частотно – зависимой и

где — коэффициент передачи ЦОС на нулевой частоте.

Второй полюс возникает на частоте

Дальнейшие рассуждения идентичны предыдущему случаю (влияние емкости нагрузки ), только необходимо заменить на , а на .

4.6. Частотная коррекция в цепи ос

Из разд.4.5 следует, что наличие и уменьшает запас устойчивости устройства. Как скомпенсировать (уменьшить) вредное влияние этих емкостей?

Сформулируем условие устойчивости ОУ с частотно-зависимой ОС.

В точке пересечения относительный наклон характеристик K(f) и 1/B(f) не должен превышать 20 дБ/дек.

На рис.4.13,б под цифрой 1 показана зависимость 1/B(f), построенная на основании формулы (4.20). В точке пересечения характеристик K(f) и 1/B(f) их относительный наклон составляет 40 дБ/дек, т.е. запас устойчивости по фазе будет меньше

45. Включим конденсатор малой емкости С в цепь ОС (рис.4.13,а), тогда

Рис.4.13. Компенсация входной емкости: а – схема; б — АЧХ

. (4.22)

Зависимость модуля выражения (4.22) обозначена на рис. 4.13,б цифрой 2. Видно, что взаимный наклон АЧХ K(f) и 1/B(f) уменьшается до 20дБ/дек, что гарантирует запас устойчивости не менее 45. При соблюдении условия частоты изломов на АЧХ 2 совпадут и она примет вид горизонтальной прямой, проходящей на уровне и ОС становится частотно-независимой.

Как отмечалось в разд. 4.5, наличие емкости нагрузки С_Н приводит к дополнительному излому АЧХ петлевого усиления |K(P)B(P)| (рис.4.11,б), что вызывает уменьшение запаса устойчивости по фазе.

Рис.4.14. Схемы, устраняющие влияние емкости нагрузки

дним из методов борьбы с влиянием емкости — подбор ОУ с низким выходным сопротивлением. Чем ниже выходное сопротивление ОУ, тем на большую емкость он может работать без потери устойчивости, т.к. при этом возрастает частота второго излома (частота полюса) (4.17).Избежать генерации можно также, используя дополнительный резистор R_доп отключающий емкость нагрузки от выхода ОУ (рис. 4.14.а), в этом случае ОС становится частотно-независимой, взаимный наклон АЧХ ОУ и 1/B(f) в точке пересечения этих характеристик составит 20дБ/дек, что обеспечивает требуемый запас устойчивости.

Колебания прекращаются , и “звон” исчезает. Однако вместе с тем утрачивается полезное свойство ОУ – независимость выходного напряжения от нагрузки.

Выходное сопротивление ОУ снова вернется к низкоомному значению, если сопротивление R_доп ввести в петлю ОС и включить компенсирующий конденсатор С малой емкости между выходом и инвертирующим входом (рис.4.14,б). В этом случае возникает два параллельных канала передачи сигнала в ЦОС. На низких частотах сопротивления обоих конденсаторов велики и коэффициент передачи ЦОС 1/Bнч определяется только резистивными элементами (рис.4.15,а и б). На очень высоких частотах сопротивления конденсаторов С и С_н близко к нулю и ЦОС также будет состоять только из одних резисторов (рис.4.15,б), т.е. коэффициент передачи на высоких частотах 1/Bвч принимает постоянное значение , начиная с частоты .

В интервале частот имеет место переход с одной асимптоты на другую. Таким образом, элементы R_доп и С приводят к тому, что взаимный наклон АЧХ K(f) и 1/B(f) в точке пересечения, как и в схеме рис.4.14,а составит 20 дБ/дек.

Рис.4.15. Эквивалентные схемы ЦОС на низких (а), высоких частотах (б) и АЧХ (в),

поясняющие принцип компенсации влияния емкости

астота уменьшается с увеличением сопротивления и , что благоприятно отражается на устойчивости ОУ. Сложность цепи не позволяет предложить удобную формулу для выбора корректирующих элементов. Начальным приближением может служить условие . Выбор конкретных значений R_доп и С лучше производить экспериментально по наблюдению переходной характеристики на экране осциллографа.

Таким образом, конденсатор небольшой емкости, включенный между выходом и инвертирующим входом ОУ, эффективное средство, устраняющее многие из проблем, связанные с потерей устойчивости. Он уменьшает время установление, сужает полосу шумов, компенсирует входную емкость и противостоит влиянию емкости нагрузки.

Приручаем колебания: проблемы с емкостной нагрузкой

Статья является частью руководства, посвященного практическим аспектам и особенностям проектирования электроники с использованием операционных усилителей (ОУ) – от выбора типа ОУ до тайных приемов опытного разработчика и хитростей отладки. Руководство написано Брюсом Трампом, инженером-разработчиком с почти тридцатилетним стажем, успевшим до Texas Instruments поработать в легендарной компании Burr-Brown. В настоящее время Трамп является ведущим блогером информационного ресурса Texas Instruments “E2E” по аналоговой тематике и готовит к печати книгу об операционных усилителях.

Мы публикуем перевод руководства Трампа на нашем сайте регулярно – дважды в месяц.

Я оценивал устойчивость операционных усилителей, анализируя, каким образом фазовый сдвиг (его можно назвать также задержкой) в цепи обратной связи приводит к возникновению колебаний. Поднятая в статьях «Почему в схемах с ОУ возникают колебания: интуитивный взгляд на две наиболее частые причины» и «Приручаем нестабильный ОУ» проблема с устойчивостью при емкостной нагрузке довольно непроста.

Здесь главным источником проблем становится выходное сопротивление операционного усилителя с разомкнутой обратной связью (Ro), которое на самом деле не является резистором в буквальном смысле этого слова. Это эквивалентное сопротивление, зависящее от внутренней схемы ОУ. Невозможно изменить его без изменения самого операционного усилителя. Пусть C_L – емкость нагрузки. При работе с такой емкостью вы автоматически получаете полюс, определяемый значениями R_o и C_L. Полюс на частоте 1,8 МГц в контуре обратной связи 20 МГц операционного усилителя с G = 1 способен вызвать проблемы. Это хорошо видно на рисунке 32.

Рис. 32. Полюс 1,8 МГц в контуре обратной связи 20-МГц операционного усилителя с G = 1 (слева) вызывает нежелательные осцилляции

Существующие решения этой проблемы основаны на одном и том же принципе – они замедляют работу усилителя. Представьте: контур имеет фиксированную задержку, определяемую R_o и C_L. Чтобы работать с такой задержкой, усилитель должен реагировать медленнее, чтобы не «проскакивать» требуемое значение выходного напряжения.

Хорошим способом замедления работы ОУ является увеличение коэффициента усиления. Более высокий коэффициент усиления уменьшает полосу пропускания усилителя с замкнутым контуром. На рисунке 33 показано, как OPA320 работает с той же емкостной нагрузкой 1 нФ, но с коэффициентом усиления 10. Реакция на ступенчатое изменение значительно улучшилась, но по-прежнему остается посредственной. Если увеличить коэффициент усиления до 25 и более – можно получить еще более достойный результат.

Рис. 33. Использование ОУ в схеме с коэффициентом усиления 10 уменьшает полосу пропускания усилителя с замкнутым контуром, однако улучшения не кардинальны

Есть еще один хитрый трюк. На рисунке 34 по-прежнему представлена схема с коэффициентом усиления 10, но с дополнительным конденсатором C_c, который еще больше замедляет работу ОУ, направляя ее в правильное русло. Если величина C_c окажется недостаточной – реакция схемы будет похожа на рисунок 33. При слишком большой емкости C_c можно столкнуться с неприятностями, показанными на рисунке 32.

Рис. 34. Использование той же схемы и дополнительного конденсатора Cc 12 пФ, включенного параллельно с резистором обратной связи, позволяет добиться идеального отклика

Получение оптимальной компенсации – это задача, которую можно решить с помощью анализа Боде. Конечно, в преодолении обозначенных проблем серьезно поможет интуиция, однако для перехода на качественно новый уровень при расчете цепей компенсации без господина Боде не обойтись.

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя

В многокаскадных усилителях с конденсаторной связью (рисунок 3.12) нагрузкой промежуточного каскада является входная цепь последующего каскада. С учетом замены R_н на R_вх анализ, проведенный в вышеизложенных главах действителен и для промежуточных каскадов. Число каскадов в многокаскадном усилителе определяют, исходя из требуемого коэффициента усиления. Каскады рассчитывают (выбор и обеспечение режима покоя, расчет по переменному току) в последовательности от оконечного каскада к первому. Сначала проводят расчет оконечного каскада, который обеспечивает получение требуемой мощности (тока или напряжения) сигнала на нагрузке R_н.

По коэффициенту усиления оконечного каскада определяют параметры его входного сигнала, являющиеся исходными для расчета предоконечного каскада, и т. д. вплоть до первого (входного) каскада. Расчет вначале ведут для средней частоты f₀, что позволяет пренебречь влиянием конденсаторов в усилителе (их сопротивление принимают равным нулю или бесконечности для конденсаторов, стоящих в схеме замещения параллельно) и не учитывать зависимость параметров транзисторов от частоты. Учет свойств транзисторов и влияния конденсаторов в случае необходимости производят, исходя из диапазона частот усиливаемого сигнала, чем обеспечивается требуемая полоса пропускания частот усилителя. Наличие в схеме усилителя конденсаторов и зависимость параметров транзисторов от частоты приводят к тому, что при изменении частоты входного сигнала напряжение на выходе усилителя изменяется как по амплитуде, так и по фазе. В соответствии с этим коэффициент усиления по напряжению характеризуется комплексной величиной, определяемой модулем коэффициента усиления | | и углом фазового сдвига φ выходного синусоидального напряжения относительно входного. Зависимость модуля коэффициента усиления | | от частоты определяет амплитудно-частотную характеристику усилителя, а зависимость угла фазового сдвига φ от частоты — его фазочастотную характеристику. В области низких частот полосы пропускания указанные зависимости при чисто активной нагрузке обусловливаются наличием конденсаторов в схеме, а в области высоких частот — главным образом частотными параметрами транзисторов. Обычно на практике можно независимо исследовать влияние элементов, определяющих ход указанных характеристик в области высоких и низких частот.

Рисунок 3.12 — Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной связью

Рассмотрим особенности работы усилителя в области низких частот.

При расчете коэффициентов усиления одиночных каскадов сопротивление конденсаторов переменному току х_с = 1/(ω С) принималось равным нулю. Как указывалось, такое предположение действительно для полосы средних частот. Коэффициент усиления yсилителя для этих частот соответствует величине К_U0 (рисунок 3.13, а), равной произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов. По мере снижения частоты начинает сказываться уменьшение проводимости межкаскадных конденсаторов связи С_р в усилителе.

Вследствие падения напряжения на конденсаторах уменьшается напряжение сигнала, поступающее на первый каскад от источника входного сигнала и на последующие каскады с выходов предыдущих. Падение напряжения на конденсаторах приводит к уменьшению амплитудных значений сигналов на выходе каждого каскада и усилителя в целом, что проявляется снижением его коэффициента усиления в области низких частот (см. рисунок 3.13, а).

Рисунок 3.13 — Общий вид АЧХ многокаскадного усилителя с конденсаторной связью и влияние емкости конденсаторов связи на АЧХ усилителя в области низких частот

Влияние конденсаторов С_р является причиной того, что в усилителе с конденсаторной связью коэффициент усиления К_U → 0 при f → 0. Характер зависимости коэффициента усиления в области низких частот определяется величиной емкости конденсаторов С_p. В частности, с увеличением их емкости снижение коэффициента усиления происходит при более низких частотах (рисунок 3.13, б).

На коэффициент усиления усилителя в области низких частот оказывают влияние также конденсаторы С_э. Их влияние проявляется в том, что с уменьшением частоты снижаются коэффициенты усиления каскадов вследствие уменьшения шунтирующего действия конденсаторов на резисторы R_э.

Уменьшение модуля коэффициента усиления в области низких частот К_Uн учитывается коэффициентом частотных искажений усилителя

который представляет собой произведение коэффициентов частотных искажений, обусловленных каждым из конденсаторов в усилителе:

Коэффициент частотных искажений, обусловливаемый влиянием каждого из конденсаторов, рассчитывают с учетом его постоянной времени τ_нс и частоты ω_н по формуле:

Так, для конденсатора С_р1 (см. рисунок 3.12) постоянная времени
τ_нp1 = С_р1(R₂ + R_вх1), где R_вх1 — входное сопротивление первого каскада; для конденсатора С_э1: τ_нэ1 = С_э1(R₄║R_Т1э), где R_Tlэ — сопротивление транзистора Т₁ со стороны эмиттера (R_Tlэ ≈ r_э); для конденсатора С_р2 τ_нp2 = С_р1 (R_вх2 + R_вых1), где R_вх2 — входное сопротивление второго каскада. Аналогично определяются постоянные времени и для других конденсаторов в схеме.

При расчете усилителя на требуемую область низких частот исходным параметром является низшая частота полосы пропускания f_нп усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте f_нп соответствует коэффициент частотных искажений М_н = М_нп (см. рисунок 3.13, а), величина которого зависит от назначения усилителя. Так, например, для усилителей звуковых частот величина М_нп часто принимается равной . Согласно выражениям (3.24) и (3.25), задача сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в усилителе, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, обусловливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло М_н = М_нп.

Как отмечалось, наличие конденсаторов в схеме приводит к появлению и фазо-частотных искажений. В полосе средних частот, где влияние конденсаторов не проявляется, сдвиг по фазе выходного напряжения усилителя относительно входного возможен только на величину пπ, где п — число каскадов усилителя, осуществляющих изменение фазы сигнала на 180°. Как известно, ими являются лишь каскады ОЭ (или ОИ), поскольку схемы ОБ и ОК (а также ОЗ и ОС) фазу сигнала не поворачивают.

С понижением частоты входного сигнала появление фазового сдвига обусловлено тем, что ток в цепях с конденсаторами опережает по фазе напряжение. Так, например, в области низких частот входное напряжение каждого каскада будет создаваться входным током емкостного характера, протекающим через конденсатор С_р. В связи с этим напряжение, поступающее на вход каскада после конденсаторов, будет иметь опережающий фазовый сдвиг относительно напряжения источника (для первого каскада) и выходного напряжения предыдущего каскада (для промежуточных каскадов). В результате фазовый сдвиг выходного напряжения усилителя относительно его входного напряжения в области низких частот имеет опережающий характер, его угол равен сумме углов фазовых сдвигов, создаваемых всеми конденсаторами в схеме:

Угол фазового сдвига, создаваемого каждым из конденсаторов, находят из выражения, отражающего связь между коэффициентом частотных искажений (3.25) и фазовым сдвигом:

Для иллюстрации влияния конденсаторов на частотные и фазовые искажения предположим, что емкости всех конденсаторов в усилителе, кроме С_р2 (см рисунок 3.12), довольно большие. Тогда амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя в области низких частот будут обусловлены конденсатором С_р2. Амплитудно-частотная характеристика усилителя будет определяться из условия М_н = М_нр2 по выражению (3.25), а фазо-частотная — по выражению (3.28) для С_р2. Вид характеристик показан на рисунке 3.14, а, б сплошными линиями. При этом угол фазового сдвига в усилителе, обусловленный конденсатором С_р2, φ_н = π / 2. Для частоты входного сигнала, при которой М_н = , угол фазового сдвига согласно выражению (3.27) φ_н = π / 4 (рисунок 3.14 а, б).

Влияние всех конденсаторов усилителя вызывает спад АЧХ при больших частотах и согласно соотношению (3.26) — увеличение фазового сдвига (пунктирные кривые на рисунке 3.14, а, б).

Рассмотрим работу усилителя в области высоких частот.

Факторами, влияющими на характеристики усилителя в области высоких частот, являются зависимость коэффициента β транзистора от частоты и наличие емкости коллекторного перехода C_к(э) (для каскадов ОЭ). Уменьшение коэффициента усиления усилителя в области высоких частот обусловлено снижением коэффициентов усиления отдельных каскадов вследствие уменьшения модуля коэффициента β транзисторов, а также шунтирующего действия емкостей C_к(э).

О степени уменьшения коэффициента β судят по граничной частоте f_β, на которой его значение снижается в раз относительно величины β₀, действительной для области средних частот.

В области высоких частот коэффициент передачи тока β является комплексной величиной:

,

в связи с чем, а также с учетом емкости С_к(э) создается отстающий фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного.

Уменьшение коэффициента усиления каскада в области высоких

Рисунок 3.14 — К объяснению влияния конденсаторов на АЧХ и ФЧХ усилителя

частот характеризуется коэффициентом частотных искажений

где τ_в = τ_β + τ_к – эквивалентная постоянная времени каскада в области высоких частот.

Постоянная времени τ_β, примерно равная времени жизни неосновных носителей заряда в базе (дырок в транзисторах типа р-п-р) связана с граничной частотой f_β выражением: τ_β = 1 / (2π f_β), а постоянная времени τ_к определяется параметрами коллекторной цепи каскада (см. рисунок 3.6):

Угол фазового сдвига, создаваемого одним каскадом усиления, находят из соотношения: φ_вх = – arctg (ω τ_н).

Согласно выражению (3.29), коэффициент частотных искажений увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению коэффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, создаваемого каскадом, стремится к величине −p/2.

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каскада в области высоких частот показаны на рисунке 3.15, а, б.

Рисунок 3.15 — Влияние частотных свойств транзисторов на амплитудно частотную и фазо частотную характеристики усилителя

Для многокаскадного усилителя коэффициент частотных искажений в области высоких частот находят по произведению коэффициентов частотных искажений, вносимых каскадами:

а угол фазового сдвига — как сумму углов фазовых сдвигов, создаваемых каждым каскадом:

Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя в области высоких частот показаны на рисунке 3.15 пунктирными кривыми.

Расчет усилителя в области высоких

частот связан с обеспечением верхней частоты f_вп полосы пропускания усилителя (см. рисунок 3.13, а), определяемом на уровне M_вп. На рисунке 3.13, а принято М_вп = М_нп, хотя их равенство при определении полосы пропускания частот усилителя в принципе не обязательно. Расчет сводится к выбору типа транзистора по частоте f_β и определению τ_β, при которых обеспечиваются необходимые коэффициенты частотных искажений каскадов, входящих в усилитель.

Амплитудные и фазовые искажения усилителя относятся к классу линейных, так как они не вызывают изменения формы усиливаемого синусоидального сигнала. При более сложной форме усиливаемого сигнала, характеризующегося спектром гармонических составляющих, амплитудные и фазовые искажения усилителя являются причиной появления несоответствия между формой выходного и входного напряжений вследствие нарушения связи между гармоническими составляющими по амплитуде и фазе.

На какие частоты динамического диапазона влияет разделительная емкость, а на какие выходная? усилитель

Если выходная ёмкость — частный случай разделительной (та, которая разделяет по постоянному току выход УНЧ от нагрузки) , то и те, и другие при недостаточной ёмкости обеспечивают завал частотной характеристики на низших частотах (и чем недостаточнее ёмкость — тем ближе к верхним частотам находится частота среза и тем выше его крутизна) . Так что при установке этих емкостей можно руководствоваться правилом «Машу каслом не испортишь»
🙂

Правда, намного увеличивать емкость против расчётной тоже смысла особого не имеет — габариты растут, а ровным счётом никакого выигрыша Вы при этом не получаете.

Все эти выкладки имеют смысл только в тех случаях, если разделительные ёмкости не входят в состав частотных фильтров (например, фильтров ВЧ усилителей с частотным разделением каналов или тех же ВЧ-фильтров колонок акустической системы) . Здесь емкость конденсаторов рекомендуется брать с максимальным приближением к расчётной. В принципе, влияние изменения ёмкости на АЧХ здесь в общем случае то же, но.. . Но таки для чего-то же эти фильтры рассчитывали именно с такими характеристиками? Надо было бы — частоту среза ещё в задании для расчёта заменили бы).

На какие параметры усилителя влияет емкость нагрузки

Приручаем колебания: проблемы с емкостной нагрузкой

Статья является частью руководства, посвященного практическим аспектам и особенностям проектирования электроники с использованием операционных усилителей (ОУ) – от выбора типа ОУ до тайных приемов опытного разработчика и хитростей отладки. Руководство написано Брюсом Трампом, инженером-разработчиком с почти тридцатилетним стажем, успевшим до Texas Instruments поработать в легендарной компании Burr-Brown. В настоящее время Трамп является ведущим блогером информационного ресурса Texas Instruments “E2E” по аналоговой тематике и готовит к печати книгу об операционных усилителях.

Мы публикуем перевод руководства Трампа на нашем сайте регулярно – дважды в месяц.

Я оценивал устойчивость операционных усилителей, анализируя, каким образом фазовый сдвиг (его можно назвать также задержкой) в цепи обратной связи приводит к возникновению колебаний. Поднятая в статьях «Почему в схемах с ОУ возникают колебания: интуитивный взгляд на две наиболее частые причины» и «Приручаем нестабильный ОУ» проблема с устойчивостью при емкостной нагрузке довольно непроста.

Здесь главным источником проблем становится выходное сопротивление операционного усилителя с разомкнутой обратной связью (Ro), которое на самом деле не является резистором в буквальном смысле этого слова. Это эквивалентное сопротивление, зависящее от внутренней схемы ОУ. Невозможно изменить его без изменения самого операционного усилителя. Пусть C_L – емкость нагрузки. При работе с такой емкостью вы автоматически получаете полюс, определяемый значениями R_o и C_L. Полюс на частоте 1,8 МГц в контуре обратной связи 20 МГц операционного усилителя с G = 1 способен вызвать проблемы. Это хорошо видно на рисунке 32.

Рис. 32. Полюс 1,8 МГц в контуре обратной связи 20-МГц операционного усилителя с G = 1 (слева) вызывает нежелательные осцилляции

Существующие решения этой проблемы основаны на одном и том же принципе – они замедляют работу усилителя. Представьте: контур имеет фиксированную задержку, определяемую R_o и C_L. Чтобы работать с такой задержкой, усилитель должен реагировать медленнее, чтобы не «проскакивать» требуемое значение выходного напряжения.

Хорошим способом замедления работы ОУ является увеличение коэффициента усиления. Более высокий коэффициент усиления уменьшает полосу пропускания усилителя с замкнутым контуром. На рисунке 33 показано, как OPA320 работает с той же емкостной нагрузкой 1 нФ, но с коэффициентом усиления 10. Реакция на ступенчатое изменение значительно улучшилась, но по-прежнему остается посредственной. Если увеличить коэффициент усиления до 25 и более – можно получить еще более достойный результат.

Рис. 33. Использование ОУ в схеме с коэффициентом усиления 10 уменьшает полосу пропускания усилителя с замкнутым контуром, однако улучшения не кардинальны

Есть еще один хитрый трюк. На рисунке 34 по-прежнему представлена схема с коэффициентом усиления 10, но с дополнительным конденсатором C_c, который еще больше замедляет работу ОУ, направляя ее в правильное русло. Если величина C_c окажется недостаточной – реакция схемы будет похожа на рисунок 33. При слишком большой емкости C_c можно столкнуться с неприятностями, показанными на рисунке 32.

Рис. 34. Использование той же схемы и дополнительного конденсатора Cc 12 пФ, включенного параллельно с резистором обратной связи, позволяет добиться идеального отклика

Получение оптимальной компенсации – это задача, которую можно решить с помощью анализа Боде. Конечно, в преодолении обозначенных проблем серьезно поможет интуиция, однако для перехода на качественно новый уровень при расчете цепей компенсации без господина Боде не обойтись.

На какие параметры усилителя влияет емкость нагрузки

• Главная страница
• Усилители
• Характеристики усилителей

При выборе усилителя мощности покупатели часто допускают похожую ошибку, полагая, что указанные в паспорте технические характеристики позволят им понять, какого звука стоит ожидать от приобретаемого усилителя. Дело в том, что основные параметры не отражают «характер» усилителя, хотя бы потому, что они измерены в рафинированных лабораторных

условиях и вообще могут быть недостоверными. Равные по техническим характеристикам усилители могут звучать по-разному. А бывает, что усилитель с худшими характеристиками звучит гораздо лучше. Можно сделать предположение, что эти явления в основном связаны с субъективным восприятием звукового поля разными людьми. Однако правильнее предположить, что если при одинаковых «цифрах» имеются различия, это означает, что что-то измерить попросту забыли. В итоге получается, что оценивать усилитель по основным характеристикам – все равно, что оценивать человека лишь по его физическим параметрам.

К основным характеристикам усилителя мощности звуковой частоты относятся:

1. Выходная мощность.
2. Частотный диапазон.
3. Коэффициент гармонических искажений.
4. Отношение сигнал / шум.
5. Демпинг-фактор (или коэффициент демпфирования).

Дополнительно могут указываться:

1. Коэффициент интермодуляционных искажений.
2. Скорость нарастания выходного напряжения.
3. Перекрестные помехи.

Разумеется, в паспорте присутствуют и немаловажные эксплуатационные характеристики:

1. Напряжение питания.
2. Максимальная потребляемая мощность.
3. Масса.
4. Габаритные размеры.

Выходная мощность

Данный параметр имеет множество разновидностей и методик измерения, и некоторые производители используют это в рекламных целях, намеренно не указывая условия, при которых выходная мощность была измерена. Именно поэтому покупатель недоумевает, сравнивая в магазине крохотный музыкальный центр с наклейкой 2х1000W и увесистый усилитель мощности внушительных размеров с характеристикой 30 Вт на канал.

Для отечественных усилителей в основном использовались такие характеристики, как номинальная и максимальная выходная мощность:

Номинальная мощность – выходная мощность усилителя при заданном коэффициенте нелинейных искажений. Такая методика измерения предоставляет определенную свободу выбора изготовителю, который волен указать значение номинальной мощности, соответствующее наиболее выгодному значению нелинейных искажений. А ведь широко известно, что в усилителях класса АВ при малых уровнях выходной мощности, например 1Вт, уровень искажений может достигать огромных значений. Существенно уменьшаться он может только при увеличении выходной мощности до номинальной. В паспортах отечественными производителями указывались рекордные номинальные характеристики, с крайне низким уровнем искажений при высокой номинальной мощности усилителя. Тогда как наивысшая статистическая плотность музыкального сигнала лежит в диапазоне амплитуд 5-15% от максимального значения. Вероятно, поэтому советские усилители заметно проигрывали на слух западным, у которых оптимум искажений мог быть на средних уровнях громкости. В СССР же шла гонка за минимумом гармонических и иногда интермодуляционных искажений любой ценой на одном, номинальном (почти максимальном) уровне мощности.

Максимальная мощность – выходная мощность усилителя при ненормированном коэффициенте нелинейных искажений. Данный параметр является еще менее информативным, чем номинальная мощность и характеризует только запас прочности усилителя – способность работать длительное время при перегрузках по входу.

Среди зарубежных чаще всего используются характеристики RMS, PMPO и DIN POWER:

RMS (Root Mean Squared) – среднеквадратичное значение мощности при нормированном коэффициенте нелинейных искажений. Как правило, измерение проводится на 1 кГц при достижении коэффициента нелинейных искажений 10%. Этот показатель был заимствован из электротехники и, строго говоря, для описания звуковых характеристик непригоден. В музыкальных сигналах громкие звуки человек слышит лучше, чем слабые, поскольку на органы слуха воздействуют амплитудные значения, а не среднеквадратичные. Таким образом, усредненное значение будет мало о чем говорить. Стандарт RMS был одной из неудачных попыток описать параметры звуковой аппаратуры и имеет весьма ограниченное применение — усилитель, который выдает 10% искажений не на максимальной мощности нужно еще поискать. До достижения максимальной мощности, искажения не превышают зачастую сотых долей процента, а потом резко возрастают.

PMPO (Peak Music Power Output) — максимально достижимое пиковое значение сигнала независимо от искажений за минимальный промежуток времени (обычно за 10 mS). Как следует из описания, параметр PMPO — виртуальный и бессмысленный в практическом применении. Тем не менее, он очень часто встречается в описаниях на усилители, вводя в заблуждение многочисленных покупателей. В связи с этим можно лишь посетовать на отсутствие единых обязательных стандартов измерения выходной мощности и на недобросовестность производителей. 100 Вт PMPO зачастую соответствуют лишь 3 Вт номинальной мощности при 1% КНИ.

DIN POWER — значение выдаваемой на реальной нагрузке мощности при нормированном коэффициенте нелинейных искажений. Измерения проводятся в течении 10 минут с помощью сигнала частотой 1 кГц при достижении 1 % КНИ.

Данный параметр наиболее адекватно характеризует выходную мощность усилителя. Иногда он встречается в паспорте усилителя под обозначением IEJA. Его разновидность IHF определяет выходную мощность при 0,1% КНИ.

Строго говоря, есть и многие другие виды измерений, например, DIN MUSIC POWER, описывающая мощность не синусоидального, а музыкального сигнала. В последнее время из-за отсутствия единого стандарта производители стараются указывать выходную мощность вкупе с другими характеристиками, при которых она измерена. Например,

650 W (8 Ω, 20 – 20000 Hz, 0,1% THD)
750 W (8 Ω, 1000 Hz, 0,1% THD)

Учитывая тот факт, что музыкальный сигнал имеет большой частотный и динамический диапазон, правильнее проводить измерения с помощью музыкальных сигналов. И указывать не номинальную мощность, а график зависимости коэффициента нелинейных искажений от выходной мощности.

Можно добавить, что каждый усилитель рассчитан на определенное сопротивление нагрузки. Тем не менее, оно может варьироваться, и в технических паспортах указываются основные параметры для каждого допустимого сопротивления.

Частотный диапазон

Практически любой современный усилитель мощности звуковой частоты способен усиливать сигналы с частотой, выходящей далеко за рамки слышимого диапазона. Поэтому указывать в чистом виде частотный диапазон, например, от 5 Гц до 100 кГц – совершенно бессмысленно.

Назначение усилителя мощности звуковой частоты (если он не имеет специального назначения, как, например, гитарный усилитель) – формирование на выходе электрического сигнала, по форме в точности повторяющего входной сигнал, но имеющего большую мощность. Так как музыкальный сигнал, даже если он формируется одним музыкальным инструментом, далек от гармонического, то минимизации коэффициента нелинейных искажений в усилителях для качественного воспроизведения звука, недостаточно. Необходимо, чтобы в диапазоне слышимых частот от 16 до 20000 Гц амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя были абсолютно горизонтальными. На практике, этого добиться не удается, да и акустическая система имеет АЧХ с более существенными провалами и подъемами.

Частотный диапазон указывается при нормированной неравномерности амплитудно-частотной характеристике, выраженной в относительных величинах. Самые удачные модели усилителей имеют неравномерность АЧХ +/-0,1 дБ в диапазоне от 20 до 20000 Гц. Если при измерении принять стандартную неравномерность амплитудно-частотной характеристики 3 дБ, то частотный диапазон составит 10 – 100000 Гц.

Коэффициент гармонических искажений

Искажения сигнала вызваны нелинейностью входных и выходных характеристик усилительных элементов и присущи любым усилителям мощности. Если подать на вход усилителя синусоидальный сигнал, то в спектре выходного сигнала, кроме основной гармоники, обнаружатся дополнительные, частота которых кратна частоте полезного сигнала. Такие гармоники являются паразитными и их мощность, как правило, невелика. Однако их суммирование с полезным сигналом приводит к существенному искажению его формы, и как следствие, искаженному звучанию.

Коэффициент гармонических искажений (Total Harmonic Distortion) показывает слышимую составляющую гармонических искажений в выходном сигнале и определяется как отношение суммарной мощности паразитных сигналов к мощности полезного гармонического сигнала. Как правило, измерения проводятся на частоте 1 кГц.

При замерах обращается внимание на спектральное распределение и характер искажений. Слышимость паразитных гармоник зависит от относительного уровня по отношению к тестовому сигналу, от порядка гармоники, от типа (четная/нечетная), а так же от того, на какой громкости прослушивается тестовый фрагмент.

Типовое значение THD для Hi-Fi усилителя составляет 0,1%. Однако, уже не раз отмечалось: усилитель с THD 0,001% может оказаться хуже по звуку, чем другой, с THD 0,1%. Дело в том, что при таких малых значениях этого параметра, искажения сложно проследить в форме выходного сигнала или ощутить на слух. Поэтому, разницы между 0,1% и 0,001% слышно не будет.

Отношение сигнал / шум

Отношение сигнал / шум определяется как отношение мощности полезного гармонического сигнала к мощности собственных шумов усилителя мощности. Данный параметр для современной звукоусилительной техники превышает значение 100дБ. Это означает, что мощность собственных шумов усилителя в 10 миллиардов раз меньше мощности полезного музыкального сигнала. Можно с уверенностью сказать, что в настоящее время этот параметр – лишь предмет гордости производителя. Он не имеет для пользователя никакого значения. Кто сможет ощутить различия между ОСШ 95 и 100 дБ?!

Демпинг-фактор (коэффициент демпфирования)

Коэффициент демпфирования определяется как отношение номинального сопротивления нагрузки к выходному сопротивлению усилителя и характеризует способность подавлять паразитные напряжения, которые возникают в динамических головках при движении катушки в магнитном поле. Если демпфирование недостаточно, то диффузор будет совершать свои собственные «телодвижения», никак не связанные с музыкой, но зависящие от упругости подвески. Необходимо отметить, что в подавляющем большинстве моделей акустических систем эта проблема успешно решается. Можно считать достаточным, если значение коэффициента превышает 100.

Демпфирование зависит не только от выходного сопротивления усилителя и сопротивления акустической системы. Необходимо учитывать, что способность поглощать возвращаемую громкоговорителем энергию зависит от индуктивностей фильтров и от сопротивления разъемов и кабеля, которым подключены акустические системы.

Минимальным значением коэффициента демпфирования можно считать 20, хорошим — 150-400. Современные усилители высокого класса имеют значение этого параметра 150 и выше.

Коэффициент интермодуляционных искажений

Нелинейность характеристик усилительных элементов приводит к возникновению нелинейных искажений. Большинство производителей усилителей измеряют и указывают в паспорте только коэффициент гармонических искажений (THD). Измерения проводятся с помощью гармонического сигнала. При подобном тестировании на выходе усилительного тракта появляются высшие гармоники, частота которых кратна частоте основного тона. Однако, как уже упоминалось, музыкальный сигнал далек от гармонического. Более того, любой музыкальный инструмент воспроизводит не только основной тон, но «обертона», которые являются ярким примером гармонических искажений. Известно, что наличие в музыкальном сигнале «обертонов» вовсе не портят, а обогащают звук. Поэтому очень важно указывать не коэффициент гармонических искажений, а весь спектр выходного сигнала, из которого можно определить тип (четные или нечетные) паразитных гармоник и их уровень относительно полезного сигнала. С точки зрения психоакустики, например, наличие в выходном сигнале ощутимых по уровню четных гармоник воспринимается на слух лучше, чем наличие малых нечетных.

Наибольший вред музыкальному сигналу приносят интермодуляционные искажения (Inter Modulation Distortion), которые возникают при подаче на вход нелинейной системы мультитонового сигнала. При этом на выходе появляются паразитные сигналы с частотами, являющимися суммой или разностью частот входных сигналов, а также суммой или разностью частот сигналов, вызванных гармоническими искажениями и через обратную связь возвращенных на вход усилителя. Подобные искажения не соотносятся с основными тонами музыкального сигнала и привносят в него фоновый шум.

Необходимо отметить, что единых стандартов по измерению интермодуляционных искажений не существует, а результаты измерений существенно зависят от уровней входных сигналов и их частот. Чаще всего, IMD не указывается просто потому, что неизвестно как его измерять. Тем не менее, данный параметр является наиболее перспективным для оценки нелинейных свойств усилителя мощности.

Скорость нарастания выходного сигнала

Данный параметр характеризует уровень динамических искажений, которые возникают вследствие ограничения скорости нарастания выходного сигнала в усилителе, охваченного глубокой обратной связью. Введение ООС, как правило, приводит к нестабильности усилителя на высоких частотах. Это вынуждает применять частотную коррекцию. В свою очередь недостаточно высокая частота среза образуемого фильтра низких частот и вызывает динамические искажения.

В музыкальном сигнале всегда присутствуют резкие всплески по уровню, например, при работе ударных инструментов. Недостаточная скорость нарастания сигнала приводит к ухудшению звучания, которое выражается в потере энергичности.

Перекрестные помехи

Данный параметр определяет степень проникновения сигнала из одного канала в другой. Высокий уровень перекрестных помех приводит к незначительному ухудшению четкости восприятия стереобазы. Однако чуткий слушатель сразу ощутит, что звук не дает представления о взаимном расположении и размерах музыкальных инструментов, т.е. отсутствие или нечеткость звуковой 3D картинки.

Не в последнюю очередь при выборе усилителя обращается внимание на его внешний вид и удобство в эксплуатации. В силу субъективности эти показатели не поддаются никакому измерению и выражаются в виде звездочек в многочисленных рейтингах и наклеек типа «Gold Design» на корпусе устройства. Вне сомнений, это также является характеристикой усилителя мощности.