Драйвер транзистора что это

9

Драйвер транзистора что это

Типы интегральных драйверов MOSFET и IGBT транзисторов

Интегральные драйверы – это специализированные микросхемы для управления MOSFET и IGBT транзисторами. На их входы поступают управляющие сигналы с ШИМ-контроллеров, а их выходные каскады обеспечивают большие импульсные токи (сотни миллиампер — единицы ампер), необходимые для быстрого переключения транзисторов из проводящего состояния в непроводящее и наоборот. То есть фактически они являются усилителями управляющих сигналов по току работающими в импульсном режиме. Это основная функция драйверов. Кроме этого интегральные драйверы могут также совмещать функции инверсии сигнала, обеспечения фазового сдвига, а также функции защиты силового ключа от перегрузки по току. Интегральные драйверы подразделяются в зависимости от топологии преобразователя и расположения ключа, которым они управляют на несколько типов [Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов International Rectifier. Андрей Никитин. Электронные компоненты № 11, 2009. с. 67-71]:

— драйверы нижнего ключа (Low Side Drivers);

— драйверы верхнего ключа (High Side Drivers);

— драйверы полумостовой схемы (Half-Bridge Drivers);

— независимые драйверы верхнего и нижнего ключа совмещённые (High and Low SideDriver).

— изолированные драйверы с оптической развязкой;

— изолированные драйверы с трансформаторной развязкой.

Кроме этого существуют специализированные драйверы однофазного моста и драйверы трёхфазного моста, являющиеся комбинацией двух и трех полумостовых драйверов.

Драйверы нижнего ключа (Low Side Drivers)

Драйверы нижнего ключа используются для управления транзистором относительно уровня «земли». То есть когда исток MOSFET или эмиттер IGBT «сидит» на общей «земле» всей схемы. Это нижние ключи полумостовых и мостовых преобразователей, ключевые элементы обратноходовых (хотя драйверы там особо не нужны), прямоходовых преобразователей, повышающих и инвертирующих импульсных стабилизаторов. Это самые простые по конструкции внутреннего устройства драйверы, имеющие минимальные, по сравнению с другими классами проходные задержки на передачу сигнала от входа к выходу.

Внутренняя структура драйвера нижнего ключа представлена на рисунке GD.1. В общем случае драйвер нижнего ключа содержит: выходной каскад на MOSFET и/или биполярных транзисторах, предусилитель управляющий транзисторами выходного каскада и входной каскад (с возможной функцией гистерезиса по входному напряжению для повышения помехоустойчивости). В качестве примера на рисунке GD.1 представлена внутренняя структура драйверов нижнего ключа серии IR442х и UCC37ххх.

Рисунок GD.1 — Обобщенная внутренняя структура драйвера нижнего ключа и типовая схема управления нижним ключом

Драйверы верхнего ключа (High Side Drivers)

Драйверы верхнего ключа используются для управления транзистором относительно «плавающего» уровня. Как правило, исток MOSFET или эмиттер IGBT «сидит» на выходном «осциллирующем» уровне схемы преобразователя. Это верхние ключи полумостовых и мостовых преобразователей, ключевые элементы понижающих стабилизаторов (типа чоппер), ключи корректоров коэффициента мощности, верхние ключи косых полумостов и т.д.

Драйверы верхнего ключа обязательно содержит в своем составе схему сдвига уровня. Это обусловлено тем, что управляющие импульсы подаются на вход относительно уровня «земли», а выходной каскад драйвера подключен к плавающему уровню. То есть необходимо транслировать управление снизу вверх. Схема сдвига уровня вносит дополнительные задержки и поэтому временные задержки у драйверов верхнего ключа выше, чем у драйверов нижнего ключа. Драйверы верхнего ключа имеют два входа для напряжения питания: одно для питания входного каскада и схемы сдвига уровня, другое для питания выходного каскада.

Внутренняя структура драйвера верхнего ключа представлена на рисунке GD.2:

Рисунок GD.2 — Обобщенная внутренняя структура драйвера верхнего ключа и типовая схема управления верхним ключом

В общем случае драйвер нижнего ключа содержит: выходной каскад на MOSFETтранзисторах, предусилитель управляющий транзисторами выходного каскада, схема сдвига уровня и входной каскад (с возможной функцией гистерезиса по входному напряжению для повышения помехоустойчивости). Кроме этого стандартом «де факто» является блок защиты от пониженного напряжения питания выходного каскада.

Независимые драйверы верхнего и нижнего ключа совмещённые (

Для управления полумостовыми и мостовыми преобразователями удобно использовать драйверы, совмещающие в одном корпусе драйверы верхнего и нижнего ключей. В общем случае совмещенные драйверы содержат в своем составе драйвер верхнего ключа, драйвер нижнего ключа, схемы сдвига уровня и схемы временной задержки (та самая, которая формирует deadtime) – рисунок GD.3. Кроме этого совмещенные драйверы содержат, как правило, вход стробирования, отключающий оба драйвера. Входы для управления верхним и нижним каналами могут быть как совмещенными в одном, так и раздельными.

Рисунок GD.3 — Обобщенная внутренняя структура совмещенного драйвера верхнего и нижнего ключа и типовая схема управления

Драйверы полумоста (Half-bridge Driver)

Для управления полумостовыми и мостовыми преобразователями удобно использовать специализированные драйверы, совмещающие в одном корпусе драйверы нижнего и верхнего ключей. Драйверы содержат в своем составе драйвер верхнего ключа, драйвер нижнего ключа, схемы сдвига уровня и схемы временной задержки (та самая, которая формирует deadtime) – рисунок GD.4. Кроме этого драйверы содержат, как правило, вход стробирования, отключающий оба драйвера. Входы для управления верхним и нижним каналами могут быть как совмещенными в одном, так и раздельными.

Рисунок GD.4 — Обобщенная внутренняя структура драйвера полумоста и типовая схема включения

Изолированные оптические драйверы силовых ключей

При необходимости полной гальванической развязки при управлении силовым ключом используют специализированные оптические драйверы силовых ключей. Оптодрайвер содержит в своем составе быстродействующий оптрон и собственно драйвер с мощным выходным каскадом. Ключевыми преимуществами является возможность полной гальванической развязки, что важно в случае исток MOSFET (эмиттер IGBT) управляемого транзистора «плавает» в широких пределах. Это обеспечивает некоторую независимость силовой цепи от цепи от цепи управления и повышает ремонтопригодность в случае критических проблем в силовой части. Недостатками являются существенно большие временные задержки, по сравнению с неизолированными драйверами (сотни наносекунд по сравнению с десятками) и необходимость обеспечения питания силовой части драйвера с помощью отдельного гальваноразвязанного маломощного источника напряжения. В качестве последнего могут быть использованы дешевые flyback-преобразователи или низкочастотные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором. Представленные преимущества и недостатки определяют основную область использования оптических драйверов – управление IGBT-транзисторами на небольших частотах – до 20-50 кГц.

При необходимости специальных применений можно использовать совмещение быстродействующей оптопары (предназначенной для использования в волоконных линиях связи) и обычного драйвера нижнего ключа.

Основные параметры интегральных драйверов:

Основные параметры интегральных драйверов представлены в таблице GD.1.

Таблица GD.1 — Основные параметры интегральных драйверов

Для драйверов верхнего ключа, а также совмещённых и полумостовых драйверов кроме перечисленных существует ряд дополнительных параметров:

Таблица GD.2 Специфические параметры совмещённых и полумостовых драйверов интегральных драйверов

Дополнительные функции драйверов

— Дифференциальные входы. Иногда входы драйверов делают дифференциальными с целью увеличения возможностей управления (важно для контроллеров моторов).

— Блокировка при уменьшении напряжения питания ниже порогового уровня (UVLO — Under Voltage Lock-Out threshold). Пониженное напряжение питания выходного каскада может привести к росту динамических потерь или его переходу в активный режим, что вызовет быстрый выход его из строя.

— Защита от короткого замыкания. Суть защиты заключается в непрерывном контроле тока истока MOSFET (или эмиттера у IGBT) либо путем использования низкоиндуктивных шунтов, включающихся в цепь истока (эмиттера), либо путем контроля напряжения на открытом ключе. Драйвер с функцией защиты от короткого замыкания с использованием шунта содержит вход контроля тока и внутренний компаратор, аварийно выключающий ключ при превышении током установленного значения. Если контроль короткого замыкания осуществляется по напряжению на стоке (коллекторе), то драйвер содержит дополнительный вывод, соединяемый как правило через диод со стоком (коллектором) и аналогичную компараторную схему, аварийно выключающую силовой ключ [Драйверы силовых ключей. Георгий Волович. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА. № 8. 2007. с. 32-40].

— Формирование временной задержки. Для предотвращения возможных сквозных токов драйверах полумостовых схем может присутствовать функция формирования временной задержки между каналами управления верхнего и нижнего ключей (рисунок GD.5). Задержка нужна для того чтобы дать одному из ключей выключится прежде чем начнет включаться второй. Длительностью задержки, как правило, можно управлять.

Рисунок GD.5 — Динамические задержки между входными и выходными сигналами интегральных драйверов MOSFET и IGBT транзисторов

4. Драйверы силовых транзисторов

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

Выходной узел драйвера, управляющего изолированным затвором (транзисторы MOSFET, IGBT), должен соответствовать следующим требованиям:

МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.

Динамические характеристики переключения определяются скоростью перезаряда паразитных конденсаторов транзистора. Минимальные значения времени обеспечиваются в режиме перезаряда постоянным динамическим током.

Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.

Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника.

Конденсаторы С_D, С_С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R_G1 и R_G2.

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U_ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U_C1=U_ПИТ – U_VD1. Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT2, диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t_rr=10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra — fast” .

Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста.

Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1).

Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле [8]:

_.

где Q₃ – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I_пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I_пит≈ I_{G cт} мощного ключа);

Q₁ – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 — вольтных драйверов 5 нК);

V_п – напряжение питания схемы драйвера;

– падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т – период коммутации мощных ключей.

Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

V_DD – питание логики микросхемы;

V_SS – общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

SD – логический вход отключения драйвера;

V_CC – напряжение питания драйвера;

COM – отрицательный полюс источника питания V_CC;

HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V_B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V_S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая).

Резисторы R_G1, R_G2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD_G1 и VD_G2, шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R₁, R₂ имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).

При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:

Закон управления мощными транзисторами:

— для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов;

— для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.

Параметры мощного ключа (I_к или I_стока).

Обычно применяют приближенный подход:

— I_{вых др max}=2 А может управлять мощным VT с током до 50 А;

— I_{вых др max}=3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.

Учет дополнительных функций.

Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями:

— различные защиты мощного ключа;

— защита от понижения напряжения питания драйвера;

— с встроенными бутстрепными диодами;

— с регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте);

— со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара);

— синфазные или противофазные;

— питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания).

При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания».

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD_G1 и VD_G2, которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R_G1 и R_G2 с помощью диодов (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I_{др вых mах вкл} и выключения I_{др вых mах выкл} (например I_{др вых mах вкл}=2А, I_{др вых mах выкл}=3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R_G1 и R_G2.

_{, .}

где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера.

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (за счет , и, соответственно, регулируя ток заряда затворной емкости VT), задержку включения транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT

где – время спада тока стока (справочная величина);

– время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения, зависящее от величины разрядного тока затвора (соответственно он зависит от суммарного сопротивления в цепи затвора). При шунтирующих затворных диодах (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) ток разряда однозначно определяется сопротивлением . Поэтому для определения решают следующую пропорцию

(соответствует) –

(соответствует) –

Если скорректированная величина будет на порядок больше , то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое ) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция

(соответствует) –

(соответствует) –

(Если решение дает значение R_G1 с отрицательным знаком, то задержку на включение будет с запасом обеспечивать выходное сопротивление драйвера).

Для облегчения борьбы со сквозными токами некоторые производители уже на стадии изготовления добиваются того, чтобы t_выкл< t_вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t_{з вкл}=1,1 мс, t_вкл=2,4 мс, t_{з выкл}=0,9 мс, t_выкл=0,5 мс).

Диоды VD_G1 и VD_G2 должны быть высокочастотными и выдерживать с запасом напряжение питания драйвера.

Можно для борьбы со сквозными токами (для симметричного закона управления) выбрать нужный полумостовой драйвер (если он подходит по другим параметрам), у которого время задержки регулируется в диапазоне 0,4…5 мкс (например, драйверы фирмы IR типа IR2184 или IR21844), если их задержка больше или равна величине t_выкл.

В заключение стоит заметить, что фирмы вместо старых модификаций драйверов выпускают новые типы, которые совместимы со старыми, но могут иметь дополнительные сервисные функции (обычно встроенные бутстрепные диоды, вернее, бутстрепные транзисторы, выполняющие функцию диодов, которые раньше отсутствовали). Например, драйвер IR2011 снят с производства и взамен его введен новый IRS2011 или IR2011S (в разных пособиях неоднозначная запись).

Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT

Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.

Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.

Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления — драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами — двух- и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (Overcurrent Protection, Short Circuit Protection) и падения напряжения управления (Under Voltage LockOut — UVLO). Для ключевых элементов с управляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.

Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.

Режимы короткого замыкания

Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ — привычная для разработчиков аббревиатура).

Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис. 2). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию огромной мощности в кристалле. Режим КЗ необходимо прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1–10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 б и 3. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае, ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (средний график на рис. 3). Прежде чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки — tsc — Short Circuit Withstand Time.

Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэкономичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.

Применение драйверов для защиты от перегрузок

Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.

Драйвер верхнего плеча

На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 — типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 — CS. Напряжение срабатывания защиты — 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В — порогового напряжения компаратора схемы
ERROR TIMING драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.

Описанный способ включения транзистора имеет свои недостатки. Резистор RSENSE должен быть достаточно мощным и иметь сверхмалую индуктивность. Серийно выпускаемые витые мощные резисторы обычно имеют недопустимо высокую паразитную индуктивность. Специально для прецизионного измерения импульсных токов фирма
CADDOCK выпускает резисторы в корпусах ТО-220 и ТО-247. Кроме того, измерительный резистор создает дополнительные потери мощности, что снижает эффективность схемы. На рис. 6 приведена схема, свободная от указанных недостатков. В ней для анализа ситуации перегрузки используется зависимость напряжения насыщения от тока коллектора. Для MOSFET транзисторов эта зависимость практически линейна, так как сопротивление открытого канала мало зависит от тока стока. У IGBT график Von = f(Ic) нелинеен, однако точность его вполне достаточна для выбора напряжения, соответствующего току требуемому защиты.

Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.

Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:

Ion и Ioff — токи включения и выключения затвора,

tw = Qg/Ion — время коммутации, Qg — заряд затвора, f — частота следования импульсов, Vcc — напряжение питания, Vf — прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6), Vls — прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6), Igbs — ток затвора в статическом режиме.

При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.

Драйвер трехфазного моста

На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты — 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.

Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt —deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.

Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.

Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.

Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.

Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500–600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.

Драйвер нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них — МС33153 приведена на рис. 8.

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления — UVLO осуществляется на уровне 11 В.

Вывод 1 (Current Sense Input) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов — с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (Overcurrent Comparator) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input — инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (
Short Circuit Comparator), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (Desaturation Input) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу — 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

На рис. 9 и 10 показаны схемы подключения МС33153 с использованием защиты по напряжению насыщения и току коллектора. В обеих схемах использованы оптопары для развязки сигнала управления и сигнала ошибки. В схеме на рис. 10 показан транзистор IGBT со специальным токовым выходом. Как правило, IGBT не имеют такого вывода, и измерительный резистор устанавливается непосредственно в силовую цепь эмиттера. При этом необходимо учесть, что этот резистор должен иметь минимальную паразитную индуктивность, а номинал его должен быть выбран с учетом необходимого тока срабатывания защиты. Иногда в качестве датчика тока целесообразно применить отрезок высокоомного провода, например манганинового или нихромового. Обратите внимание, что порог срабатывания схем защиты микросхем Motorola ниже, чем International Rectifier, что позволяет использовать меньшие измерительные резисторы и снизить потери мощности на них. Однако в этом случае предъявляются повышенные требования к помехозащищенности.

Драйвер с гальванической развязкой

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.

На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения — на рис. 12.

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции — до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 — DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.

Вспомогательные схемы

В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреблению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки — до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.

В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы — токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ — 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.

Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.

IGBT-драйвер в свете защиты транзистора

На сегодня драйвер IGBT-транзисторов — это законченный узел со сложившимся перечнем функций. Помимо основной функции — гальванически развязанной передачи логического сигнала управления в сигнал управления затвором транзистора, — драйвер выполняет и защитные функции. При этом практически все драйверы всех производителей содержат одинаковые виды защиты, список которых представлен в таблице.

Тип защиты

Аварийная ситуация

Защита (функция)

По сквозному току

Сбой цепей управления

Блокировка одновременного включения

Наложение открытых состояний ключей полумоста

Формирование «мертвого времени»
на переключение

Перенапряжение цепи управления затвором

Защита перехода затвор-эмиттер

Коммутационные импульсы напряжения в нагрузке

Защита перехода коллектор-эмиттер

Выход транзистора из ключевого режима

Защита по недонапряжению затвора

Превышение предельнодопустимого тока транзистора

Защита по ненасыщению

Указанный в таблице перечень функций достаточен для практически гарантированной защиты транзистора от выхода из строя при аварийных ситуациях. Реже встречаются и другие защиты, например по температуре, по входному напряжению питания, по максимальной частоте управления и т. п. Однако эти виды защиты понятны, универсальны, и говорить о них именно в контексте драйвера нецелесообразно. К тому же, разумеется, не все драйверы содержат все указанные в таблице функции, но для относительно мощных драйверов данный перечень фактически неизменен. Примером драйвера со всеми представленными защитами служит ДР2180П-Б3 (функциональный аналог 2SP0320T от Power Integration), чья структурная схема приведена на рис. 1.

Рис. 1. Структурная схема драйвера

Ниже будут рассмотрены все эти функции по отдельности, причем безотносительно конкретно указанного драйвера, а именно как отдельные функционально законченные структуры.

Блокировка одновременного включения

Блокировка одновременного включения необходима для предотвращения сквозного тока короткого замыкания при одновременном открытии транзисторов полумоста. Пример работы защиты приведен на рис. 2. Как видно, фактически логика работы этой защиты представляет собой 2И-НЕ. Встречаются и другие алгоритмы, например, в последнем поколении драйверов Power Integration при наличии «лог. 1» на обоих входах управления открывается только один ключ, второй закрыт. Таким образом, один из входов является разрешающим, что удобно для формирования двух противофазных сигналов из одного управляющего меандра, но собственно полная блокировка полумоста при этом отсутствует. Также блокировка одновременного включения не используется в отдельных схемах, например при управлении косым мостом от одного двухканального драйвера.

Рис. 2. Блокировка одновременного включения

Формирование «мертвого времени» на переключение

«Мертвое время» на переключение необходимо, чтобы избежать наложения открытых состояний ключей при их переключении и сформировать задержку на обратные токи диодов. При малом «мертвом времени», а тем более при его отсутствии, неизбежны кратковременные импульсы сквозного тока на каждом переключении, что как минимум приводит к необязательным тепловым потерям, а как максимум — к выходу из строя. Как правило, «мертвое время» формируется введением задержки по переднему фронту управляющего сигнала и отсутствием задержки на заднем фронте. В результате выходной сигнал отстает на включении, что продемонстрировано на рис. 3. Поскольку такое отставание формируется для обоих каналов, в итоге на выходах (рис. 4) возникают импульсы с паузами, что и является «мертвым временем».

Рис. 3. Принцип формирования «мертвого времени»

Рис. 4. «Мертвое время» на выходах драйвера

Защита от недонапряжения затвор-эмиттер

Защита от недонапряжения в затворе обязательно вводится даже для маломощных драйверов, в том числе для всех драйверных микросхем. Причина тому — неизбежность низкого напряжения управления даже при штатной работе драйвера при его включении и выключении, то есть в режимах пониженного напряжения питания. И хотя эти переходные процессы относительно коротки (не более десятков миллисекунд), при наличии силового напряжения питания даже такое время работы транзистора в «линейном» режиме практически наверняка приведет к его тепловому пробою по причине выхода транзистора из ключевого режима из-за смещения рабочей точки вниз по его ВАХ. Пример работы защиты приведен на рис. 5.

Рис. 5. Срабатывание защиты от недонапряжения

Существуют схемы, в которых специально используется режим работы при пониженном напряжении управления, например с целью снижения тока КЗ. В драйверах таких схем защита от недонапряжения либо отсутствует, либо смещена по порогу. Но это редкость. В обычном драйвере пороги включения/выключения защиты всегда составляют 9–11 В/10–12 В. Такой диапазон напряжения объясняется все той же ВАХ практически любого IGBT- или MOSFET-транзистора. Гистерезис же необходим во избежание относительно высокочастотной модуляции сигнала управления защитой при перегрузке выхода DC/DC-преобразователя драйвера.

Защита от перенапряжения коллектор-эмиттер

Назначение этой защиты объяснять излишне, а вот принцип работы active clamping не всегда понятен. На самом деле принцип работы защиты довольно прост: в простейшем случае между коллектором и затвором силового транзистора устанавливается цепочка ограничителей на необходимое напряжение ограничения (рис. 1). При выключении транзистора выброс напряжения приводит к отпиранию ограничителей и напряжение с коллектора поступает в затвор, в результате транзистор снова «приоткрывается», как следствие, сопротивление коллектор-эмиттер уменьшается, выброс напряжения «нагружается» и его амплитуда падает. Далее напряжение в затворе снова уменьшается, снова амплитуда выброса увеличивается, снова напряжение с коллектора отпирает затвор и т. д. Таким образом и осуществляется активное ограничение напряжения на коллекторе, то есть защита от перенапряжения коллектор-эмиттер. Примеры выключения с транзистора с отключенной и подключенной защитой приведены на рис. 6, 7.

Рис. 6. Сигнал при отсутствующей защите от перенапряжения

Рис. 7. Сигнал при срабатывании защиты от перенапряжения

Следует отметить, что данная защита используется далеко не во всех драйверах и больше характерна для драйверов Plug-n-play, в частности все того же Power Integration. Причина тому следующая: нет принципиальных преимуществ такой защиты относительно простого Z-снаббера в цепи коллектор-эмиттер, зато есть целый перечень возможных проблем — слишком долгая работа транзистора в активном режиме; возбуждение схемы при наличии КЗ в нагрузке; сквозной ток из-за того, что транзистор не успел выключиться до включения второго транзистора полумоста; перегрузка выхода драйвера (так как, по определению, в выход поступает положительное напряжение при установлении отрицательного напряжения) и т. п. Но тем не менее при корректном использовании данной защиты она может оказаться наиболее эффективным решением проблемы перенапряжения.

Защита по ненасыщению

Защита по ненасыщению предназначена для аварийного выключения силового транзистора при его выходе из режима насыщения в результате недопустимого тока в нагрузке (обычно из-за КЗ). Принцип работы защиты основан на том, что драйвер контролирует падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер в периоды отпирающего сигнала на затворе. Если падение напряжения превышает установленный порог, драйвер снимает отпирающий сигнал управления и переходит в аварийный режим работы (выдача статусного сигнала аварии, формирование блокировки управления, перезапуск и т. п.). Таким образом, драйвер не допускает работу транзистора при токе КЗ больше допустимого времени (как правило, задержка срабатывания защиты составляет 1–10 мкс) и его выход из строя. Пример срабатывания защиты по ненасыщению приведен на рис. 8.

Рис. 8. Срабатывание защиты по ненасыщению

Нередко разработчик преобразователя категорически неправильно понимает назначение данной защиты. Защита по ненасыщению не предотвратит выход из строя транзистора по причине токовой перегрузки, а срабатывание защиты при штатной работе преобразователя недопустимо. Первое объясняется тем, что падение напряжения на транзисторе очень нелинейно в зависимости от тока. Например, транзистор на ток 100 А: при 10 А у него будет падение порядка 2 В, при 100 А — порядка 2,5 В, при 200 А (уже недопустимая, двукратная перегрузка) — порядка 3 В, а защита сработает только при 10 В (типовое напряжение срабатывания), а это уже ток порядка 500 А. Потому фактически это лишь защита от КЗ: от превышения максимального тока преобразователя она не защищает и в принципе защитить не может. Исходя из этого объясняется второе: ни в каких штатных режимах работы преобразователя защита по ненасыщению срабатывать не должна; это именно аварийная защита.

Плавное выключение

Плавное выключение, как правило, сопутствует защите по ненасыщению и предназначено для уменьшения индуктивного выброса на выключении при разрывании тока КЗ в момент аварийного отключения транзистора при срабатывании защиты по ненасыщению. Принцип защиты основан на имитации увеличения сопротивления затворного резистора путем уменьшения импульсного тока драйвера и тем самым увеличения выходного сопротивления драйвера. Как следствие, транзистор выключается значительно медленнее, что позволяет избежать индуктивного выброса на выключении. И поскольку индуктивный выброс особенно опасен при больших токах (тем более ток КЗ), то и плавное выключение формируется именно при срабатывании защиты по ненасыщению. Примеры выключения транзистора при наличии плавного выключения и при его отсутствии (на одном и том же коммутируемом токе) приведены на рис. 9, 10.

Рис. 9. Сигнал при отсутствующем плавном выключении

Рис. 10. Сигнал при наличии плавного выключения

Нередко, если говорить о маломощных драйверах, плавное выключение при срабатывании защиты по ненасыщению не используется, что объясняется относительно малыми токами КЗ и, соответственно, относительно неопасным обратным выбросом при КЗ. Однако лучше все же предусмотреть плавное выключение и на малых мощностях, лишним оно точно не будет.

Заключение

Зачастую разработчик использует в преобразователе не готовый драйвер стороннего производителя, а драйвер собственной разработки. Хорошо, если этот драйвер собран на основе специализированных микросхем типа HCPL-316J или серии аналогичных драйверов от Infineon. Хуже, если драйвер собран на полностью самостоятельных, универсальных элементах, что является нормой, например, при разработке преобразователя с «приемкой 5». В этом случае зачастую защиты не предусматриваются, или алгоритм их работы выбран некорректно, или неверны настройки… Действительно, все это не оказывает на работу драйвера и преобразователя никакого влияния, пока не происходит аварийной, а еще чаще — просто сбойной ситуации. Здесь уже, как правило, безобидный режим приводит к выходу из строя. Индуктивный выброс и выход из строя ключа происходит при нештатном выключении транзистора (если сработала защита), которого вполне можно было избежать введением плавного выключения. Кратковременная, некритичная просадка питания, приведшая к срабатыванию защиты по недонапряжению, низкочастотной модуляции выходного сигнала, итог которой — «разнос» по току преобразователя. Игнорирование блокировки одновременного включения, а в итоге помеха по питанию при включении оборудования в соседнем цеху, нештатное отпирание ключа и выход из строя по сквозному току. И многое другое. Все эти защиты не просто так были созданы, их функционирование оттачивалось многими именитыми производителями и они должны быть в драйвере. Но даже для тех, кто не занимается собственной разработкой драйверов, приведенной выше информацией нужно владеть хотя бы для общего развития, как специалисту силовой электроники.