Vref на схеме что это

24

Vref на схеме что это

Обозначение цепей питания в иностранных материалах

Автор: Kavka
Опубликовано 23.05.2013
Создано при помощи КотоРед.

Крошка-сын к отцу пришел,
и спросила кроха:
— Что такое Vcc, Vee, Vdd, Vss.
и что их так много?

Каждый человек увлекающийся электроникой сталкивается с материалами иностранного происхождения. И будь то схема электронного устройства или спецификация на чип, там могут встречаться множество различных обозначений цепей питания, которые вполне могут ввести в замешательство начинающего или незнакомого с этой темой радиолюбителя. В интернете достаточно информации чтобы внести ясность в этот вопрос. Далее кратко изложено то что было найдено о происхождении обозначений и их применении.

V_CC, V_EE, V_DD, V_SS — откуда такие обозначения? Обозначения цепей питания проистекают из области анализа схем на транзисторах, где, обычно, рассматривается схема с транзистором и резисторами подключенными к нему. Напряжение (относительно земли) на коллекторе (collector), эмиттере (emitter) и базе (base) обозначают V_C, V_E и V_B. Резисторы подключенные к выводам транзистора обозначим R_C, R_E и R_B. Напряжение на дальних (от транзистора) выводах резисторов часто обозначают V_CC, V_EE и V_BB. На практике, например для NPN транзистора включенного по схеме с общим эмиттером, V_CC соответствуют плюсу, а V_EE минусу источника питания. Соответственно для PNP транзисторов будет наоборот.

Аналогичные рассуждения для полевых транзисторов N-типа и схемы с общим истоком дают объяснение обозначений V_DD и V_SS (D — drain, сток; S — source, исток): V_{DD —} плюс, V_{SS —} минус.

Обозначения напряжений на выводах вакуумных ламп могут быть следующие: V_P (plate, anode), V_K (cathode, именно K, не C), V_G (grid, сетка).

Как написано выше, Vcc и Vee используются для схем на биполярных транзисторах (V_CC — плюс, V_EE — минус), а Vdd и Vss для схем на полевых транзисторах (V_DD — плюс, V_{SS —} минус). Такое обозначение не совсем корректно, так как микросхемы состоят из комплементарных пар транзисторов. Например, у КМОП микросхем, плюс подключен к P-FET истокам, а минус к N-FET истокам. Тем не менее, это традиционное устоявшее обозначение для цепей питания независимо от типа проводимости используемых транзисторов.

Для схем с двух полярным питанием V_CC и V_DD могут интерпретироваться как наибольшее положительное, а V_EE и V_SS как самое отрицательное напряжение в схеме относительно земли.

Для микросхем питающихся от одного или нескольких источников одной полярности минус часто обозначают GND (земля). Земля может быть разной, например, сигнальная, соединение с корпусом, заземление.

1.4. Аналоговая земля (angnd) и опорное напряжение (Vref)

Уровни опорного напряжения сильно влияют на абсолютную точность преобразования. По этой причине, мы рекомендуем, чтобы Вы присоединили контакт ANGND к контакту Vss, используя, по возможности, провод наименьшей длины.

В “шумной” среде, мы настоятельно рекомендуем использование отдельной цепи аналоговой земли, которая соединяется с Vss в одной точке, как можно ближе к источнику. Между Vref и ANGND должны использоваться блокировочные конденсаторы. Уровень ANGND должен быть не больше 0.1 В относительно Vss. Источник опорного напряжения (Vref) должен быть стабильным и использоваться только для АЦП. Напряжение Vref должно быть в пределах от 4.0 до 5.5 В и источник должен поддерживать ток до 5 мА.

Большие отрицательные выбросы тока на контакте ANGND, относительно Vss, могут вывести аналоговую схему из строя — это — дополнительная причина для тщательного заземления ANGND.

Опорное аналоговое напряжение (Vref) — положительное напряжение, с которым сравниваются все каналы АЦП. Это напряжение также используется портом 0, если АЦП не используется. Если не требуется высокая точность, контакт Vref может быть соединен с контактом Vсс. Если точность очень важна, источник Vref должен быть очень стабильным. Один из способов повышения стабильности — с помощью использования прецизионного источника питания или отдельного стабилизатора напряжения (обычно интегральной схемы). Эти устройства должны быть подключены к контактам ANGND и Vref.

1.5. Использование смешанных аналоговых и цифровых входов

Порт 0 может использоваться и для аналоговых и для цифровых входных сигналов одновременно. Однако, при чтении Порта 0 (чтение ячейки 0EH), некоторый шум может быть внесен в аналоговую схему. По этой причине, убедитесь ,что во время чтения Порта 0, аналогово-цифровое преобразование не выполняется.

1.6. Передаточная функция и источники ошибок ацп

Результат преобразования — 8- или 10-битное представления отношения входного напряжения к опорному напряжению. Чтобы вычислить результат 10-битного преобразования, используется следующая формула:

Результат = 1023 x (Vin — ANGND)/(VREF — ANGND)

Передаточная функция представляет собой ступенчатый график зависимости выходного кода от входного напряжения.

Для простых прикладных задач, достаточно знать абсолютную погрешность преобразователя. Однако, чем сложнее прикладная задача, тем важнее полностью понять работу преобразователя.

Для каждого 10-битного кода на выходе АЦП существует уникальный диапазон входных напряжений (обычно 1.5 мВ), который генерирует этот код.

Ошибки в процессе аналого-цифрового преобразования :

— ошибка нулевого смещения;

Все эти ошибки — ошибки передаточной функции, связанные с аналогово-цифровым преобразователем. Кроме того, источниками ошибок может быть следующее: температурные коэффициенты, изменения напряжения источника питания, качество конденсатора выборки, изоляция мультиплексора, соответствие «канал-канал», шум системы.

Достоинство абсолютной погрешности в том, что она описывает сумму всех отклонений между реальным процессом преобразования и идеальным преобразователем. Однако, в большинстве прикладных задач важны различные подкомпоненты ошибки.

Неизбежная ошибка следует из преобразования непрерывного напряжения к целому цифровому представлению. Эта ошибка называется ошибкой квантования и — всегда равна значению 0.5 LSB. Ошибка квантования — единственая ошибка, присутствующая в совершенном АЦП, и очевидно представленная в реальных преобразователях.

Передаточная функция для идеального 3-битного АЦП представлена как идеальная характеристика (см. рис. 6.4.). Обратите внимание что идеальная характеристика обладает следующими уникальными качествами:

— Первый переход кода происходит когда входное напряжение равно 0.5 LSB;

— Полномасштабный переход кода происходит когда входное напряжение равно Vref — 1.5 LSB

— дискретность кодов — точно один LSB.

Эти качества приводят к преобразованию в цифровую форму без ошибок нулевого смещения, без ошибок полномасштабности и без ошибок линейности.

Реальная характеристика гипотетического 3-битного преобразователя несовершенна. Когда идеальная характеристика накладывается на реальную характеристику, реальный преобразователь, как видно, проявляет ошибки в местах первых и последних переходов кода и в дискретности кода, как показано на рис.6.5. Отклонение первого перехода кода от идеального — это так наываемая ошибка нулевого смещения, а отклонение последнего перехода кода от идеального — полномасштабная ошибка.

Отклонение дискретности кода от идеальной приводит к двум типам ошибок: дифференциальная нелинейность и нелинейность.

Дифференциальная нелинейность — мера локальной ошибки дискретности кода, в то время как нелинейность — мера полной ошибки перехода кода.

Дифференциальная нелинейность — степень, с которой реальные дискретности кода отличаются от идеальной дискретности одного наименее значимого разряда. Это дает пользователю меру того, насколько может измениться входное напряжение, чтобы результат преобразования изменился на единицу.

Рис.6.4. Характеристика идеального аналогово-цифрового

Рис 6.5. Реальная и идеальная характеристики аналогово-цифрового преобразования

В 10-битном преобразователе, идеальная дискретность кода — 5 мВ (5.12 VREF/1024).То есть при изменении входного напряжения на 5 мВ, результат преобразования изменяется на единицу. Если определяется, что такой преобразователь имеет максимальную дифференциальную нелинейность 2 LSBs (10 мВ), тогда максимальная дискретность кода будет больше идеальной не больше чем на 10 мВ, то есть 15 мВ.

Реальная дискретность кода в преобразователе обычно изменяется от 2.5 мВ до 7.5 мВ.

Дифференциальная нелинейность и нелинейность определяются измерениями ошибок линейности на граничных участках характеристики. Для этого из реальной характеристики строят новую характеристику. Реальная характеристика транслируется и масштабируется, чтобы по возможности устранить ошибку нулевого смещения и полномасштабную ошибку, как показано на рис.6.6. Практически, это выполнимо, используя входные схемы, которые включают усиление и подстраивают смещение.

Рис.6.6. Характеристика аналогово-цифрового преобразования, основанная на граничных значениях

Другие факторы, которые воздействуют на реальную систему аналогово-цифрового преобразователя включают:

— отказ полностью подавлять нежелательные сигналы;

— несоответствие каналов мультиплексора;

Если эти факторы незначительны, их воздействие мало. Дрейф температуры — норма изменения типовых параметров микропроцессора при изменении температуры окружающей среды. Эти изменения выражаются в температурных коэффициентах.

Паразитные сигналы поступают из трех основных источников: шум источника питания, изменения входного сигнала на преобразовываемом канале (после того, как выборка была осуществлена) , и поступление в каналы сигналов, не выбранных мультиплексором.

И наконец, встроенные в каналы мультиплексора резисторы немного отличаются друг от друга, что и вызывает ошибки соответствия «канал-канал» и ошибки повторяемости.

Источник опорного напряжения — один из принципов и одна из реализаций

Как не счесть «алмазов в каменных пещерах» — так не счесть случаев, когда необходимо втиснуть какую-нибудь характеристику «непрерывного» внешнего мира в «дискретное» нутро цифровых алгоритмов или извлечь обратно. Как помнят многие — это делается с помощью аналого-цифровых (АЦП, ADC) и цифро-аналоговых (ЦАП, DAC) преобразователей. Но только более посвящённые — обратят при этом внимание на источник опорного напряжения для преобразований (ИОН, Reference), который во многом определяет стабильность и абсолютную точность полученного результата. Конечно, есть некоторое число случаев, когда можно произвести измерение или генерацию отношения двух токов или напряжений. Тогда достаточно подать большее из них на опорный вход преобразователя. Но это — именно «некоторое число».

Желающих ознакомиться с одним из принципов и одной из реализаций температурно-стабильного ИОН — приглашаю под кат. Помощь в этом — предоставит симулятор LTSPICE (несмотря на то, что человек с КДПВ сказал: «My favorite CAD is solder»). Желательно — знание закона Ома, правил Кирхгофа, принципов работы биполярного транзистора (на уровне модели Эберса-Молла) и идеального операционного усилителя.

КДПВ1: Robert Allan Pease — the czar of bandgap. «Орденские цепи» — из ИМС стабилизаторов в корпусе TO-3.

Как-то и сам я, осваивая 2-е переводное издание «Искусства схемотехники», макетировал подобную схему IRL. Наподобие Figure 9.91 из третьего издания в переводе teap0t, только с простым источником тока. При помещении транзисторной сборки 198НТ1 в кипяток, стрелка АВО-5М смещалась менее, чем на свою ширину.

КДПВ2: Бендер «Сгибатель» Родригез смотрит порножурнал (S1E10?).

Скачать архив с примерами и подробными результатами.

Из уравнения модели биполярного транзистора Эберса-Молла Ic = S * Is * [exp(Vbe*q/[k*T]) — 1] следует, что разность напряжений база-эмиттер двух транзисторов пропорциональна отношениям токов коллекторов и их площадей (в основном — их эмиттеров) — dVbe = (k*T/q) * ln[(Ic1 * S2) / (Ic2 * S1)] и абсолютной температуре (Iсn — токи коллекторов и Sn — площади эмиттеров соответствующих транзисторов, при комнатной температуре kT/q

26 mV). Соединив эмиттерный переход некоего транзистора с некоторым Vbe (имеющим отрицательный температурный коэффициент примерно минус 2 мВ/°C) последовательно с неким участком цепи (имеющим падение напряжения N*dVbe с положительным коэффициентом) и выбрав соответствующее N — можно получить напряжение [почти] неизменное при колебаниях температуры. Его итоговая величина оказывается весьма близкой к потенциалу запрещённой зоны полупроводника, на основе которого изготовлены транзисторы (в пределе, при T⟶0 °K, Vbe стремится к этому значению, а N*dVbe к 0) — поэтому данный тип ИОН называется «ИОН с напряжением запрещённой зоны» или «Bandgap reference». Потенциал запрещённой зоны в SPICE модели биполярного транзистора — это параметр Eg и его коэффициенты GAP1, GAP2.

Рисунок № 1.

Закинем всё это в симулятор LTSPICE в варианте, предложенном Paul Brokaw в 1974 году («A simple three-terminal IC bandgap reference») и рассмотрим пристально. На R2 и R7 выделяются напряжения dVbe с коэффициентом, прямо пропорциональным температуре (датчик температуры — на сдачу). Масштабируя их на R2-R4 или R7-R6 (Vptat — пропорциональное абсолютной температуре) и складывая с Vbe — получаем стабильное Vref. При этом — точность выходного напряжения определяется, в основном, соотношениями площадей эмиттеров и сопротивлений резисторов, что в интегральной микроэлектронике реализуется легче, чем абсолютная точность конкретного элемента.

IcQ1*R2 = dVbe1
(IcQ1+IcQ2)*R4 = Vptat1
IcQ1/IcQ2 = R1/R3
=> (1+IcQ2/IcQ1)*R4/R2 = Vptat1/dVbe1

Варьируя R4/R2 при заданных IсQ1/IсQ2 и определяемом ими dVbe1 — получаем Vptat1 с температурным коэффициентом

Vptat1 / T = (1 + IcQ2/IcQ1) * ln(IcQ2/IcQ1) * (k/q) * (R4/R2)

Справа — с одинаковыми токами через транзисторы с разными площадями эмиттеров, Q4 имеет в m раз большую площадь (или — m параллельных элементов). ООС будет поддерживать одинаковое напряжение на коллекторах при одинаковых нагрузочных резисторах или будет использована местная ОС через токовое зеркало. В итоге — получаются разные плотности токов I/S:

IcQ4*R7 = dVbe2
(IcQ3+IcQ4)*R6 = Vptat2
IcQ3=IcQ4 (т.к. R5=R8)
=> 2*R6/R7 = Vptat2/dVbe2

В итоге: Vptat2 / T = 2 * (k/q) * ln(SQ4/SQ3) * (R6/R7)

Здесь — я предварительно подобрал Vref, R2 и R7 дающие минимальную разность напряжений коллекторов при заданных остальных резисторах. Переставляя точку с запятой (комментарий) в правом блоке чёрного текста можно менять задания для параметров (температуры, сопротивления и т.п.) расчёта рабочей точки (.op).

Рисунок № 2.

Отношение токов коллекторов — 3,0025 (что не совсем понятно — AD860x со входом на полевых транзисторах и достаточно точный), сумма — 519,59 мкА.
Отношение токов баз — 2,5936, сумма — 5,872 мкА. У транзистора Q1 проявляется падение коэффициента усиления тока при низких токах эмиттера.
Vptat1 / T = (1+IQ2/IQ1) * ln(IQ2/IQ1) * (k/q) * R4/R2 (k = 1,38*10 -23 Дж/°C, q = 1,6*10 -19 Кл) должен получиться с коэффициентом около 2 мВ * T. По расчёту — 1,75 мВ/°C.
Vptat2 / T = 2 * (k/q) * ln(SQ4/SQ3) * (R6/R7) — расчёт даёт 1,79 мВ/°C (другой ток через Q3).

Тут, вместо того, чтобы проверить влияние технологических разбросов, я бросился конструировать разнообразные химеры. Желающие могут ознакомиться с ними в архиве под именем «uglies». Они порой действительно страшноваты, например — токовое зеркало с разными сопротивлениями в эмиттерах (очевидно — отношение токов будет меняться при изменении их абсолютных значений). Хотя ИОН по мотивам LM317 довольно интересен в разборе принципа действия и характеристик.

В итоге — и от этого нашлась польза. Я заметил, что погоня за минимальным «ppm/°C», рассчитанным по типичному «коробочному» методу, может привести к увеличению абсолютной нестабильности. Analog Devices считает так:

Читать:

Что такое шатун на велосипеде

Комментарий от Хоровица и Хилла.

Здесь и далее я рассчитывал «ppm/°C» опираясь на T1 и T2 соответствующие минимальному и максимальному значениям кривой. При малых отклонениях от точки минимальной абсолютной нестабильности возможны ситуации, когда прирост разности напряжений в числителе оказывается меньше прироста разности температур в знаменателе. Пожалуй — надо было брать полный температурный диапазон и немного улучшить свои результаты?

Теперь — посмотрим на худшие случаи вариаций параметров. В LTSPICE ничего не нашёл по вариации параметров модели для отдельных экземпляров, использующих эту модель (симуляция производственного разброса параметров). Попадалось упоминание, что в PSpice A/D есть отдельный инструмент для учёта разбросов между партиями (Lot), внутри них (Dev) и оценки чувствительности к разбросам конкретного компонента схемы. Пока — только использование «худшего случая» (worst case) и номерных моделей транзисторов с директивой «ako» на базе этих данных:

https://k6jca.blogspot.com/2012/07/monte-carlo-and-worst-case-circuit.html
https://www.analog.com/en/technical-articles/ltspice-worst-case-circuit-analysis-with-minimal-simulations-runs.html
В поле выбора модели каждого транзистора — вставлена функция худшего случая по двум параметрам «wc_2dim» выбирающая модели скорректированные по наиболее «весомым» параметрам для постоянного тока:
— току насыщения Is, который определяет Vbe конкретного транзистора и, опосредованно, температурно-зависимое dVbe в парах;
— коэффициенту Bf, который примерно определяет hfe при средних значениях тока эмиттера (при больших и малых — в дело вступают поправочные коэффициенты ISE, IKF и другие).

Входными параметрами «wc_2dim» являются номер «базовой» модели транзистора и два индекса idx, сравниваемые с переменной run. Начинать номера моделей с 0 — почему-то нельзя (зарезервировано для цепи «земля»?).

Рисунок № 3.

Недостаток тут один и большой — логарифм отношения токов. Справа — увеличив отношение токов втрое (3 2 = 9 транзисторов Q4, Camenzind называет максимальное практическое отношение в микроэлектронике на уровне 50 [1]) мы увеличим dVbe всего вдвое (с 24 до 48 мВ). Слева — попроще, в некоторых пределах мы можем выбрать довольно большое отношение R1/R3 (не забывая о диапазоне допустимого синфазного напряжения ОУ и ЭДС шума резисторов с большими номиналами). С другой стороны — увеличение числа транзисторов должно ещё уменьшать паразитный разброс само по себе (пропорционально корню квадратному их числа). Например — прелестная пара транзисторов LM194/394, состоящая из 50 параллельных ячеек для каждого и имеющая финальный разброс 100-250 мкВ. Это довольно похоже на 2 мВ современных согласованных транзисторов (DMMT39xx), делённых на корень квадратный из 50. Но, даже с отношением токов 50, — разброс остаётся большим.

Итог для Q1-Q2 с отношением токов (параметр Left) 50 — точность падает с 0,058 до 1,681 % и ТКН растёт с 13,86 до 45,92 ppm/°C. Негусто, но уже подползаем к уровню <тыщи_их>431!

Для Q3-Q4 (при m=9) — точность падает с 0,066 до 2,859 % и ТКН растёт с 16,47 до 79,28 ppm/°C. Замечание: Тут можно было-бы симулировать каждый из 9 транзисторов Q4 отдельно (или поделить для него tol_Is на √9=3). Но оценка именно худшего случая (все в плюс или минус) — верна.

Влияние резисторов с точностью 1% (на примере правой части схемы с m=9) поменьше — точность падает с 0,066 до 2,299 % и ТКН растёт с 16,47 до 64,90 ppm/°C.

Полные вариации для Q3, Q4, R5-R8 при m=9 — точность падает с 0,066 до 5,144 % и ТКН растёт с 16,47 до 144,01 ppm/°C. Скатываемся куда-то на уровень «хуже 7805».

Рисунок № 4.

Столь же простой и экстенсивный, но более действенный путь — подстройка отношений резисторов. Для получения минимального ТКН, если нам достаточно просто термостабильного напряжения, потребуется подстройка как минимум одного резистора в парах R2-R4 и R6-R7. «Чему в истории мы тьму примеров сыщем» — начиная от «вульгарных» LM317 (https://richis-lab.de) с пережигаемыми перемычками в слое металлизации (STMicroelectronics, обратите внимание — подстройка в весьма широком диапазоне) или стабилитронами (NSC), через <их_тыщи>431, до прецизионных ИОН типа AD584 с лазерной подстройкой тонкоплёночных(?) резисторов.

Обратите внимание, фактически R38 (между базами Q1 и Q2) — отсутствует. Место подгонки R30 — выделено стрелкой справа посередине.

Рисунок № 5.

В финале, если нужна ещё и заданная величина выходного напряжения, — надо подстроить и делитель в цепи ОС выходного усилителя (R48 на рисунке № 6).

Рисунок № 6.

• Не рассмотрен ТКС резисторов (от ±50-100 ppm/°C для точности 1% до ±единиц ppm/°C для более точных). Допустимо ли утверждать, что у резисторов близких номиналов, одного производителя и одной партии — сопротивления дрейфуют согласованно?
• Не рассмотрены методы обеспечения одинаковой температуры для всех ключевых элементов и минимизации температурных градиентов [ссылка в 3].
• В финале речь пойдёт о разбиении резистора на части для точной подстройки. Если делать это в «дискрете», то понадобятся запаиваемые (или перерезаемые) перемычки на плате. Можно подискутировать об их термоЭДС (для запаиваемых) или о влагопоглощении повреждённого места печатной платы (для перерезаемых). ТермоЭДС представляется мне меньшим злом, т.к. это будут два встречно включенных спая, находящихся при очень близкой температуре.

Пример компенсации квадратичной нелинейности (Q3 — на одном кристалле с Q2, Q5). При Run=0 (R4 > 0 и Q3 работает) выходное напряжение меняется менее, чем на 452 мкВ во всём диапазоне температур. Примерно в 2-3 раза лучше «базовой» схемы. Исходные посылки — смотрите у Camenzind, fig. 7-14, 7-15 в [1], Brokaw на стр. 38-43 в [2] и Pease на стр. 2-3 в [3].

Рисунок № 8.

R1 подбирается так, чтобы максимум выходного напряжения без действия Q3 был смещён в область пониженных температур и была «удлиннённая» спадающая ветвь в области повышенных. Подбором соотношения R3 и R4 (при фиксированной сумме) — определяем момент вступления в дело Q3 при повышении температуры. Совместным подбором R2-R4 минимизируем разность максимального и минимального напряжений. Не забудьте, что в результате датчик температуры станет привирать!

Можно разбить R1 на части и подключить коллектор Q3 в точку их соединения. Тогда можно будет понизить номинал R2 (меньше шум, проще реализация в ИС). Но делать его сильно маленьким (менее 3-10 кОм) нецелесообразно, т.к. эмиттерный переход Q3 станет заметно шунтировать R4.

Моделировать разброс по параметрам цепи коррекции — как-то страшновато. Вдруг всё сломается? Кто сделает? 😉

В конце, для тренировки остатков мозга и набития фрагов в обращении с LTSPICE разработал «на бумаге» упрощенный ИОН на 2,048 В на дискретных компонентах — 13 транзисторов (Q2 и Q3 — по 3 параллельных), два подборных резистора (по одному в парах R1-R2 и R6-R7). Q2 и Q4 — согласованная сборка CA3046, LM3046, TBA331 (сейчас производятся HFA3046, NTE912 или взять DMMT3904 или BCM84x или, из «наших», 198НТ1 или КТ222). Последний, пятый, транзистор в её составе попробуем оставить «про запас». Сам задатчик опорного напряжения Q1-Q4 (с 9-кратным отношением токов, раз уж всё равно надо подстраивать резисторы) является и первым каскадом усилителя ОС. Q6 и Q7 — обеспечивают запуск и формируют нагрузку для Q8. R4 и R5 — достаточны с допуском 5%. С погрешностью установки выходного напряжения от пропорциональных температуре базовых токов Q2 и Q4 борюсь очень грубой силой — увеличением тока делителя R6 и R7. Так и частотные характеристики несколько улучшаются, т.к. это нагрузка выходного каскада. L1, C4 и V2 — для анализа АФЧХ при разомнутой ОС по переменному току (задать L1 и C4 — по 1 Meg). C1, C2 и R3 формируют двухполюсную коррекцию АЧХ — в меру своего незнания пытаюсь расширить частотный диапазон, в котором доступно повышенное петлевое усиление. На LDO’шность прокачивать не стал, минимальное напряжение питания при симуляции — 4 В (вероятно — и от 3 В будет ещё прилично работать).

Для наглядности — всем 4 значениям R1 сопоставлены подходящие к заданному выходному напряжению значения R6. Поэтому кривые Vout расположены не так, как на рисунке № 2. При выбранном R2 = 1 кОм, минимальный ТКН (3,237 мВ в абсолютном выражении, 26,324 ppm/°C) получается при R1 = 443 Ом. Расчёт Vptat / T = 4 * (k/q) * ln(9) * (R2/R1) даёт 1,71 мВ/°C (4 это 1 плюс отношение тока эмиттера Q4 к току R1), а по результатам симуляции — 1,76 мВ/°C.

Рисунок № 9.

Рисунок № 10 — АФЧХ.

Вариации выходного напряжения:

124 мкВ на 9 В увеличения напряжения питания. Все транзисторы задатчика опорного напряжения и усилительные — работают при достаточно фиксированных напряжениях коллектор-база. Остаётся, разве что, закаскодить токовое зеркало Q6-Q7 и заменить R4 источником тока. Или — заменить их всех n-канальным полевым транзистором с p-n-переходом?

разброс от транзистора Q5 (а значит — и всего после него) практически не влияет на номинал и ТКН (менее 100 мкВ на Vout). Поэтому, исключаю его из финальных расчётов — задаю run от -1 (номинал) до 1023 (перебор по первым 10 параметрам);

Вывод. К #импортозамещение — готов? 😉

Литература, в порядке использования:

[1] Книга Hans Camenzind, «Designing analog chips»
[2] Печатная лекция A. Paul Brokaw, «How to make a bandgap voltage reference in one easy lesson»
[3] Пара избранных заметок Robert A. Pease, «The Design of Band-Gap Reference Circuits: Trials and Tribulations» и «What’s All This VBE Stuff, Anyhow?»

Более-менее полное ПСС Боба — смотрите тут. В заметке «How To Make Your Own Matched Transistors» Вы можете найти базовую идею схемы для подбора парных транзисторов при необходимости и упоминание о том, что, как правило, сборки 3046 согласованы лучше, чем на 1 мВ.

И — ещё одно его фото в царском костюме, с пригоршней ИМС в ладонях:

[4] Или — попробуйте найти [3] в испохабленном «грязными ковбоями» виде на сайте www.ti.com или на их форуме e2e.ti.com

Synopsys: Simulating Brokaw bandgap reference in LTSPICE, BJT DC parameters variation in LTSPICE.

Vref на схеме что это

Источники опорного напряжения

Источник опорного напряжения — определение

Источники опорного напряжения (ИОН) – специализированные элементы силовой электроники, формирующие стабильное выходное напряжение, уровень которого является опорным для различных узлов устройства. ИОНы – это своеобразные «кварцевые генераторы» эталонного выходного напряжения, которое используется в качестве напряжения сравнения в ШИМ-генераторах, различных компараторных устройствах измерительных блоках и т.д.[Интегральные источники опорного напряжения. Михаил Пушкарев. КОМПОНЕНТЫ И ТЕХНОЛОГИИ. №6. 2007. с. 71-76].

Основное требование к источникам опорного напряжения – высокая стабильность выходного напряжения. Стабильность по отношению к входному напряжению, температурная и временная стабильность. По внутреннему принципу работы ИОНы подразделяются на а – стабилитронные, б – на ширине запрещенной зоны, в – на XFET-ячейке. По схемотехнике включения – на параллельные и последовательные.

ИОН TL431 — «регулируемый стабилитрон»

Наиболее популярным параллельным ИОН является «регулируемый стабилитрон» TL431. Внутренняя структура TL431 и условное обозначение представлены на рисунке VR.1.

Рисунок VR.1 — Внутренняя структура и условное обозначение программируемого стабилитрона TL431

Внутри TL431 находится компаратор один их входов которого подключен к источнику опорного напряжения, а другой подключен выводу Ref «программируемого стабилитрона». Компаратор управляет биполярным транзистором параллельно которому включен обратный диод. Если напряжение на входе R превышает напряжение внутреннего опорного источника, то компаратор открывает транзистор. Если напряжения на катоде и управляющем входе Refсвязаны (например, через резисторный делитель), то возникает отрицательная обратная связь обеспечивающая свойство стабилизации напряжения между катодом и анодом.

Рисунок VR.2 — Базовая схема включения программируемого стабилитрона TL431

Принцип работы схемы представленной на рисунке VR.2 заключается в следующем. Если напряжение на выходе резисторного делителя R1R2 превышает опорное напряжение стабилитрона, то стабилитрон приоткрывается и ток через токоограничивающий резистор увеличивается. Соответственно напряжение между катодом и анодом стабилитрона уменьшается и устанавливается на некотором стабильном уровне определяемом коэффициентом деления резисторного делителя R1R2. Аналогично работают и другие схемы на основе «программируемого стабилитрона».

Основные параметры ИОН

1. Выходное напряжение (напряжение стабилизации, опорное напряжение) (Reference voltage) — V_ref – пороговое напряжение между теми или иными входами ИОН, при котором срабатывает схема стабилизации.

2. Отклонение выходного напряжения от номинального значения (Deviation of reference input voltage) V_I(dev) – абсолютное отклонение напряжения от уровня порогового напряжения V_ref. Обычно указывается во всем диапазоне температур. Этот параметр характеризует стабильность ИОН.

3. Температурный коэффициент выходного напряжения (temperature coefficient of thereference input voltage) α_Vref — относительное отклонение выходного (опорного) напряжения под действием изменения температуры.

4. Коэффициент стабилизации выходного напряжения по отношению к напряжению питания (Ratio of change in reference voltage to the change in cathode voltage) ΔVref/ΔV_KA – показывает отношение изменения выходного напряжения (напряжения стабилизации) к вызвавшему его изменению напряжения катод-анод (для параллельных ИОН) или входного напряжения (для последовательных ИОН).

5. Коэффициент стабилизации выходного напряжения по отношению к протекающему по ИОН току нагрузки — показывает отношение изменения выходного напряжения (напряжения стабилизации) к вызвавшему его изменению тока в цепи катод-анод (для параллельных ИОН) или выходного тока (для последовательных ИОН).

6. Максимальное входное напряжение (для последовательных ИОН), напряжение катод-анод (для параллельных ИОН) (Cathode voltage) V_KA – максимальное входное напряжение ИОН / напряжение между катодом и анодом ИОН.

7. Максимальный постоянный ток нагрузки ИОН, ток катода для последовательных ИОН (Continuous cathode current range) I_KA – максимальное значение постоянного тока в цепи нагрузки ИОН.

8. Минимальный входной ток вывода Ref (Minimum cathode current for regulation) I_min – минимальный уровень входного тока вывода Ref При котором обеспечивается стабилизация выходного напряжения.

9. Ток утечки ИОН в непроводящем состоянии (ток катода для параллельных ИОН) (Off-state cathode current) I_off – выходной ток (ток катода) при выключенном стоянии ИОН.

10. Максимальная температура кристалла (Operating virtual junction temperature) T_J .

Примеры использования ИОН

Примеры использования ИОН TL431 представлены на рисунке VR.3.

Рисунок VR.3 . Примеры использования ИОН TL431: a – элемент обратной связи по напряжению на выходе источника питания; b – последовательный линейный стабилизатор напряжения; c — генератор постоянного тока.