Как настроить ток покоя выходных транзисторов усилителя

7

Тема: Ток покоя выходных транзисторов усилителя

Сообщение от ua3dkc Сергей

• Просмотр профиля
• Сообщения форума
• Личное сообщение
• Записи в дневнике
• Домашняя страница

• Просмотр профиля
• Сообщения форума
• Личное сообщение
• Записи в дневнике

• Просмотр профиля
• Сообщения форума
• Личное сообщение
• Записи в дневнике

• Просмотр профиля
• Сообщения форума
• Записи в дневнике

Сообщение от ur3ilf

Да нет, растет довольно быстро, и не на 30 процентов, а минимум в два раза — потом срабатывает защита по току. Насколько может в итоге подняться — не экспериментировал. Транзисторы жалко.

Сообщение от ua3dkc Сергей

• Просмотр профиля
• Сообщения форума
• Личное сообщение
• Записи в дневнике

• Просмотр профиля
• Сообщения форума
• Личное сообщение
• Записи в дневнике

Сообщение от ua3dkc Сергей

Это не спасет, VT3 должен обязательно иметь тепловой контакт с одним из выходных транзисторов,
а не теплоотводом вблизи последнего.
Кроме этого схема узла термостабилизации сделана "не по-честному", она не обеспечит точности регулировки.
Я же не говорю про отстутствие *компенсирующих С в драйвере и ОС в драйвере и вых.* каскаде, *получить хорошую неравномерность в полосе 2_28мГц в этой схеме невозможно.

Поиск своего звучания: выставляем ток покоя у усилителя Джона Худа

Это продолжение описания моего личного опыта в настройке усилителя А-класса JLH 1969.

В простом приближении мощность любого усилителя в первую очередь определяет сопротивление нагрузки (акустические системы, наушники) и напряжение питания оконечного каскада усилителя минус потери в полупроводниках. Естественно будем говорить о чистом сигнале без клиппинга. Особняком стоят мостовые схемы включения, когда два усилителя работают на одну нагрузку с парафазным сигналом на входе. Мостовая конфигурация, в первую очередь, стала востребована в автозвуке. Где для увеличения мощности усилителей приходилось ставить повышающие импульсные преобразователи, но это во внешних устройствах. В «головных» же используются высокоинтегрированные чип усилители с мостовым включением. Попутно мостовая схема решает вопрос ненужности разделительного конденсатора на выходе усилителя при однополярном питании.

Если же говорить о качестве звучания усилителя, то тут просто огромное количество факторов (схемотехнические решения, подбор элементов, разводка плат, питание и т.п.). Поэтому тут заглубляться дальше не будем, ибо я не специалист по усилителям точно и не готов на эту тему грамотно дискутировать.

Ток покоя в усилителе А-класса

Но предположим у нас есть усилитель. Будем считать, что он сделан правильно, компоненты подобранны качественные и так далее и тому подобное. Кроме того это усилитель А-класса. А в таких усилителях на качество звучания еще сильно влияет и ток покоя оконечного каскада, т.е. меняя эту величину можно менять и качество, в частности искажения. Естественно необходимо учитывать и другие факторы при выборе тока покоя. Если снова посмотрим на табличку от Худа

То видим, что рекомендуемые значения тока напрямую зависят как от сопротивления нагрузки, так и от напряжения питания. Также смотрим на размер входного сигнала (Vin), про него обычно забывают упомянуть. Мы помним, что по дефолту Ку данного усилителя равен 13 и дабы избежать клиппинга на выходе, в зависимости от напряжения питания, следует ограничивать и сигнал на входе. Кроме того в таблице приведено значение для RMS мощности, т.е. максимальной синусоидальной без повреждения аппаратуры в течении часа. Лучше оперировать DIN мощностью, которая как правило на четверть меньше. А если мы заглянем в документацию на любой усилитель, то увидим, что коэффициенты гармонических и интермодуляционных искажений пишут для номинальной мощности, которая еще меньше (в два и более раз) чем максимальная синусоидальная (DIM, RMS). Также в маркетинговых целях производитель может указать значения искажения для 1 W на выходе, естественно там они будут просто перфектны.

О чем это все? Дело в том, что необходимо сразу определится для какой мощности на выходе мы хотим выставить ток покоя? Если усилитель с мощностью в 10 W по DIN мы будем слушать на мощности редко превышающей половину, то и ток покоя имеет смысл выставлять для номинальной мощности (собственно как и считают производители).

В принципе, если не хочется заниматься измерениями, можно настроить усилитель как рекомендовано выше в табличке и успокоиться на этом. Если усилитель собирается для наушников, то следует пересчитать как напряжение питания, так и ток (и тут лучше прогнать в RMAA) с учетом сопротивления наушников и требуемой мощности на выходе (скорей всего это будет максимум несколько ватт). Чем выше сопротивление наушников, тем больше придется поднимать напряжение питания (не забываем про допустимые значения для применяемых компонентов), бонусом будет уменьшение емкости выходного конденсатора с увеличением сопротивления нагрузки. Также надо будет или увеличить коэффициент усиления усилителя, либо увеличить сигнал на входе него. С учетом современных реалий, скорей всего случится второй вариант.

Измерение

Самым доступным вариантом померить характеристики аудиотракта является использование программы RightMark AudioAnalyzer (RMAA). Также понадобится высококачественная аудиокарта, с как можно наименьшими собственными шумами и максимально линейна в интересующем нас диапазоне частот.

Проводить эксперименты на дорогой звуковухе не очень хочется, покупать специально для таких целей, это если реально этим занимаешься все время. У меня есть дешевая и не особо качественная внешняя карта Behringer U-Phoria UMC22 покупалась она совместно с измерительным микрофоном для анализа АЧХ помещений и акустики. Буду использовать ее и тут, я пока не ставлю задачу получить абсолютные значения характеристик усилителя, меня интересуют относительные изменения при разном токе покоя, а для этого ее хватит. Позже, если приспичит, можно будет измерить и более качественным аудиотрактом.

Настройку необходимо проводить с нагрузкой, в виде набора мощных резисторов с эквивалентным сопротивлением будущей акустики. А также позаботиться о защите входа звуковой карты от высокого напряжения на выходе усилителя (подключаем туда же). В простом случае это может быть обычный резистивный делитель напряжения. От постоянки можно не защищаться, она уже есть в усилителе. Убираем все подальше от других источников наводок и прочего (от компьютера), примерно так

Мои исходные данные такие: 30 вольт питания, 8 Ом в нагрузке.

По осциллографу чистая синусойда без клиппинга была амплитудой (полуволна) около 13,5 вольт, на входе примерно 1 вольт, что совпадает с теорией. Помним, что это максимальная мощность, моя ошибка была в том, что на таком сигнале я и пытался настроить усилитель. При таких значениях, примерная мощность усилителя аж 20W, что вдвое выше заявленных из-за слишком большого сигнала на входе.

Ток будем измерять всей платы усилителя, т.к. на ней не предусмотрен разрыв. Не страшно.

Для начала посмотрим на качество самой звуковой, соединим ее вход с выходом. У данной карты два входа, но они отличаются по параметрам и RMAA видит только один. Поэтому переводим измерения в режим МОНО (не смотрим на параметр «взаимное проникновение каналов»), все равно каждый канал усилителя надо настраивать отдельно.

Видно, что карта звезд с неба не хватает. Но в целом для начала вполне, те же шумы на большей части лежат ниже -100дБ

А теперь посмотрим что выдает усилитель при токе покоя 1,75А, который я установил еще до измерений, как некая отправная точка. И… видим совсем не то что ожидали.

Также видим такую «красоту» в частотном диапазоне

При этом усилитель звучит, с окраской, которую возможно и воспринимают за оригинальное и интересное звучание. Еще до измерений я рискнул его подключить к колонкам и звук показался мне как от дешевого кассетного магнитофона из детства.

А как же рекомендуемые 1,3А на 8 Ом в нагрузке?

Ну что, крутим ток выше и смотрим на искажения в RMAA в реальном времени. При токе порядка 3.0-3.1 А (помним, что усилитель лучше прогреть с полчасика сначала) искажения резко пошли вниз. В целом картинка улучшилась и где-то похоже уперлись в звуковую карту

Если верить графикам третья гармоника не отстает от второй, к сожалению. Вторая нам интересна, как говорят она дает приятный «ламповый» звук и частично маскирует остальные. А вот нечетные гармоники придают звуку неприятный окрас.

Но главное, что при токе покоя в 3А потребление одного канала усилителя уже приближается к 100W! Усилитель будет кушать из розетки 200W и все это перегонять в тепло. Что-то не так.

Конечно, если мы заглянем в характеристики того же Luxman L-590AXII, то увидим, что при максимальной мощности 30W на канал он потребляет в простое 230 W. Там солидный агрегат другого уровня, у нас же простецкий усилитель по старой схемотехнике, но все равно, что-то я делаю не так. И вот тут и вспомнилось про 10% гармоник в паспортных данных при максимальной мощности у фирменных изделий.

Вспоминаем табличку от Худа, там на входе всего 0,66V в максимуме (это и есть примерно 9W). Т.е. для получения номинальной мощности для которой и проводят измерения уровень сигнала еще надо уменьшить в два раза (около 0,3V), что кстати похоже на нормальный сигнал у аппаратуры того времени (порядка 250mV).

Ок. Снизим сигнал на входе на половину, не будем так уж сильно занижать, сделаем 0,5V. Уменьшим ток и снова будем его поднимать, пока в RMAA резко не упадут шумы. У меня вышло, что при 2 ампер уже стало красиво.

Шумы ниже -110дБ. По прежнему не совсем понятна история с 3 гармоникой, но эксперименты еще не завершены, только начало. При этом это измерения для сигнала на входе усилителя близком к рекомендуемому максимуму.

Небольшие первичные итоги

Не смотря на простоту, чтобы получить хорошие результаты от данного усилителя, придется повозится с подбором компонентов и уж точно нельзя рассчитывать на то, что положат китайцы.

При старании и возможно везении, можно реализовать усилитель с отличными характеристиками. Ну и не гнаться за мощностью. Скорей всего предел данной схемы, если мы хотим получить классный звук без искажений, это порядка 5W.

Современная схемотехника усилителей с нагромождением большого количества элементов призвана к получению стабильных результатов практически без подбора и настройки. Спаял правильно и будет работать как задумывалось. При производстве это важный момент, гораздо дешевле впихнуть десяток другой дополнительных деталей, чем тратить время на настройку. Но большое число элементов в звуковом тракте также не всегда идет на пользу. Чем короче тракт, тем меньше он привнесет в звук отсебятины. Обратной стороной медали, является необходимость более скрупулезного подхода к компонентам и более сложная настройка.

При прослушивании даже такого, пока корявого усилителя на своих также экспериментальных колонках я получил массу положительных эмоций от звучания старых вещей. При этом ручка громкости редко была больше половины, обычно меньше. Т.е. мощности для прослушивания в спокойной обстановке более чем достаточно, даже на не очень чувствительной акустике.

Дабы итоговый усилитель получился менее колхозно выглядящий внутри и более удобный в сборке. Я решил нарисовать свой вариант печатных плат, под более современную элементную базу и со своими дополнениями, где будет проще заняться подбором тех же транзисторов.

Оптимальный ток покоя для усилителя

Существует мнение, что чем больше ток покоя в усилителе, тем лучше. Якобы он ближе к классу А. Я также долгое время придерживался этого мнения, но в реальности все оказалось совсем по другому.

При проектировании усилителя был выбран CFP выходной каскад, который не требует большого тока покоя. Экономичность в машине очень важна.

Типичные выходные каскады

В книге Селфа была таблица оптимального тока покоя для 8 Ом нагрузки:

Для сравнения подобная таблица для выходного каскада типа эмиттерный повторитель:

Как видим ток покоя главным образом зависит от схемы выхода и номинала выходного резистора Re.

Попробуем на практике определить оптимальный ток для 4 Ом нагрузки. Все измерения проводились на мощности 10 Ватт. Re=0.1Ом

ток покоя 2мА

Видим лес гармоник, хотя и с уровнем под -100дБ, но он есть. Ток далеко не оптимальный.

5мА 10мА 15мА 20мА 30мА 40мА 50мА 100мА 200мА

Как видно достаточно трудно определить оптимальный ток. Уровень искажений изменяется очень незначительно. На глаз можно только выделить аутсайдеров 2мА, 100мА и 200мА с лесом гармоник.

Поэтому лучше будет судить по спектру искажений. Неправильный ток покоя дает длинный спектр нечетных гармоник. Каскады предварительного усиления могут давать четные гармоники, а входной дифф. каскад в основном третью. При просмотре третей нельзя сказать сколько дает выходной каскад, а сколько входной каскад.

Поэтому будем смотреть нечетные гармоники выше 3-й: 5ю, 7ю, 9ю. То есть те, которые может дать только выходной каскад. Более высокие гармоники были ниже уровня шума звуковухи.
Учитывая что 9-я сильно не изменяется, она была убрана из сравнения.

Получилась такая таблица:

5 и 7 гармоники

Желтым выделены наилучшие параметры.

Как видно для CFP выходного каскада с Re=0.1 Ом, оптимальный ток покоя около 15-20мА. Он и будет устанавливаться во всех последующих тестах.

Измеритель тока покоя выходного каскада лампового усилителя

Установку тока покоя выходных транзисторов усилителя Радиотехника У-101 обычно выполняют после ремонта плат УНЧ-50-8, либо в целях профилактики.

Вы можете спросить, как изменится звучание, если ток покоя установить ниже или выше рекомендованного значения? Все очень просто, ток покоя ниже рекомендованного значения приведет к искажениям выходного сигнала на относительно небольшом уровне громкости. Завышенный ток приведет к излишнему нагреву транзисторов и радиатора на небольшой громкости, но звучание будет без слышимых искажений.

Какое же значение тока покоя является нормой для усилителя Радиотехника У-101? Согласно инструкции по ремонту данного усилителя, ток покоя необходимо установить в пределах 40-50мА.

Прогон усилителя

Прогон выполняется после ремонта аппарата и перед его настройкой. На один из входов (например «Унив.») нужно подать музыкальную программу и на среднем уровне громкости гонять усилитель не менее часа.

Процесс настройки тока покоя

Данный способ прост и взят из инструкции по ремонту усилителя Радиотехника У-101 (). Существуют и другие способы, но в этой статье я их рассматривать не буду.

Итак, выполнив прогон нашего аппарата, его необходимо отключить от сети. Далее найти провод питания «+Uпит.вых.» и в разрыв него включить миллиамперметр постоянного тока.

Входной сигнал от усилителя должен быть отключен, ручка громкости вывернута на минимум.

После чего включаем усилитель и на дисплее тестера отобразиться ток покоя

Изначально на одном канале значение составило 94мА, а на другом 122мА.

Его установка производится вращением движка подстроечного резистора R12. Внимание! Настоятельно рекомендую производить подстройку резистором R12 при отключенном усилителе. Резистор старый, его электропроводный слой и бегунок могут за долгое время окислиться. В результате этого, при вращении движка R12 его сопротивление может на некоторое время быть бесконечным, и выйдут из строя транзисторы. Будьте внимательны!

Подстройку нужно выполнять очень плавно, диэлектрической отверткой. После подстройки подключаем питание и смотрим показания на дисплее мультиметра. Если ток покоя не установлен в пределах 40-50мА, то отключаем питание усилителя и производим дальнейшую настройку.

Показатель сильно зависит от температуры, поэтому выставив необходимый ток усилитель вновь нужно прогнать и выполнить контрольную настройку. К примеру, выставив ток обоих каналов около 45мА после остывания радиаторов ток уже составил примерно 30мА.

Схема усилителя Радиотехника У-101

КАК ОТРЕГУЛИРОВАТЬ УСИЛИТЕЛЬ ЛАНЗАР

Усилитель мощности Ланзар имеет две базовых схемы — первая полностью на биполярных транранзисторах, вторая с использованием полевых в предпоследнем каскаде. Принципиальная схема усилителя ЛАНЗАР здесь приводится не будет — она лежит в архиве SPLAN 6, там же можно взять перечень деталей, необходимый для самостоятельной сборки данного усилителя мощности. Кстати, в архиве две схемы — одна традиионная, а вторая — с одной парой транзисторов оконечного каскада.

Рисунок 1. Извлечение списка элементов из чертежа SPLAN

На рисунке 2 приведена схема усилителя Ланзар, но выполненная в симмуляторе МС-8. Позиционные номера элементов не совпадают, поэтому на этой странице будет идти речь о схеме выполненной в МИКРОКАП, чтобы избежать путаницы.

Рисунок 2 Схема усилителя мощности ЛАНЗАР из симмулятора МС-8

Для примера возьмем напряжение питания равным ±60 В. Если монтаж выполнен правильно и нет не исправных деталей то получим карту напряжений, показанную на рисунке 3.

Токи, протекающие через элементы усилителя мощности показаны на рисунке 4.

Рассеиваемая мощность каждого элемента показана на рисунке 5 (на транзисторах Q5, Q6 рассеивается порядка 990 мВт, следовательно и корпусу TO-126, и корпусу TO-220 потребуется теплоотвод).

Для остальный популярных напряжений питания рисунки с картами напряжений приведены ниже в правой колонке. Карты начинаются с напряжения питания ±30В, поскольку при более низком напряжении использовать усилитель ЛАНЗАР слишком дорого — ну не расчитан он на мощностя менее 100 Вт. На рисунка зеленым выделены элементы подгоняющие режимы работы усилителя под данное напряжение питания. Цифра возле резистора Х3 обозначает процентное положение движка подстроечного резистора

Uип ±30В Uип ±35В Uип ±40В Uип ±45В Uип ±50В Uип ±55В Uип ±60В Uип ±65В

При собственном коф усиления 26 дБ уровень THD составляет 0,05%, однако снизив собственный ков усиления до 20 дБ уровень THD снижается до величины в 0,035%. Разумеется, что уровень входного сигнала тоже был увеличен, о чем свидетельствует одинаковое выходное напряжение (Внизу рисунка красная линия) дБ и при одинаковом выходном напряжении

Коф усиления зависит от отношения номиналов резисторов R25 и R13 и примерно может быть вычисленно по формуле Kу = (R25 / R13) + 1.

Рисунок 7. Карта напряжений усилителя мощности ЛАНЗАР

Рисунок 8. Карта токов усилителя мощности

Рисунок 9. Карта рассеиваемых мощностей усилителя

Несколько слов о о деталях и монтаже: Прежде всего следут обратить на правильность монтажа деталей, поскольку схема симметричная, то бывают довольно частыми ошибки. На рисунке 10 показано распложение деталей. Регулировка тока покоя (тока, протекающего через оконечные транзисторы при замкнутом на общий провод входе и компенсирующего вольт-амперную характеристику транзисторов) производится резистором Х1. При первом включении движок резистора должен находиться в верхенм по схеме положении, т.е. иметь максимальное сопротивление.

Ток покоя должен составлять 30…60 мА. Ставить выше не имеет мысла — ни приборы, ни на слух ощутимых изменений не происходит. Для установки тока покоя производится измерение напряжения на любом из эмиттерных резисторов оконечного каскада и выставляется в соответствии с таблицей:

Рисунок 10 Расположение деталей на плате усилителя мощности. Показаны места, где возникают наиболее часто ошибки монтажа.

Поднимался вопрос о целесообразности использования в эмиттерных цепях оконечных транзисторов керамических резисторов. Можно использовать и МЛТ-2, по два штуки, включенных параллельно с номиналом 0,47…0,68 Ома. Однако вносимые керамическими резисторами искажения слишком малы, а вот тот факт, что они обрывные — при перегрузке они обрываются, т.е. их сопротивление становиться бесконечным, что довольно часто приводит к спасению оконечных транзисторов в критических ситуациях. Площадь радиатора зависит от условий охлаждения, на рисунке 11 показан один из вариантов, крепить силовые транзисторы к теплоотводу необходимо через изоляционные прокладки

. Лучше использовать слюду, поскольку она обладает довольно маленьким тепловым сопротивлением. Один из вариантов крепления транзисторов пказан нарисунке 12.

Рисунок 11 Один из вариантов радиатора для мощности 300 Вт при условии хорошей вентиляции

Рисунок 12 Один из вариантов крепления транзисторов усилителя мощности к радиатору. Необходимо использовать изоляционные прокладки.

Перед монтажом силовых транзисторов, а так же в случае подозрений на их пробой, силовые транзисторы проверяются тестером. Предел на тестере устанавливается на проверку диодов (рис 13).

Рисунок 13 Проверка оконечных транзисторов усилителя перед монтажом и в случае подозрений на пробой транзисторов после критических ситуаций.

Стоит ли подбирать транзисторы по коф. усиления?

Споров на эту тему довольно много и идея подбора элементов тянеться еще с глубоких семидесятых годов, когда качество элементной базы оставляло желать лучшего. На сегодня завод изготовитель гарантирует разброс параметров между транзисторами одной партии не более 2%, что уже само по себе говорит о хорошем качестве элементов. Кроме этого, учитывая то, что оконечные транзисторы 2SA1943 — 2SC5200 прочно обосновались в звукотехнике завод изготовитель начал выпус парных транзисторов, т.е. транзисторы и прямой, и обратной проводимости уже имеют одинаковые параметры, т.е. разницу не боле 2% (рис 14). К сожалению такие пары не всегда встречаютсяв продаже, тем не менее несколько раз нам доводилось покупать «близнецов». Однако даже имея разборос по коф. усиления между транзисторами прямой и обратной проводимости необходимо лишь следить за тем, чтобы транзисторы одной структуры были одной партии, поскольку включены они параллельно и разброс по h21 может вызывать перегрузку одного из транзисторов ( у которого этот параметр выше) и как следствие — перегрев и выход из строя. Ну а разброс между транзисторами для положительной и отрицательной полуволн вполне компенсируется отрицательной обратной связью.

Рисунок 14 Транзисторы разной структуры, но одной партии.

Тоже самое относиться и к транзисторам дифкаскада — если они одной партии, т.е. куплены одновременно в одном месте, то шанс на то, что разница в параметрах будет более 5 % ОЧЕНЬ малы. Лично нам больше нравяться транзисторы 2N5551 — 2N5401 фирмы ФАИРЧАЛЬД, однако и ST звучат вполне достойно. А вот транзисторы последнего каскада усилителя напряжения пожалуй имеет смысл подобрать. Точнее ВЫБРАТЬ

. Подобрать с одинаковым коф усиления получится, если ОЧЕНЬ сильно постараться, однако такого количества транзисторов у продавца может попросту не оказаться. Поэтому из того что есть ВЫБИРАЕМ транзисторы с максимальным коф усиления. Это заметно снижает THD.

Однако это усилитель собирают и на отечественной элементной базе. Это вполне реально, однако давайте поправку на то, что у купленных КТ817 и найденных на полках у себя в мастерской, купленных еще в 90-х года параметры будут отличаться довольно сильно. Поэтому тут лучше все таки воспользаваться имеющимся почти во всех цифровых тестреах измерителем h21. Правда эта примочка в тестере показываетправду лишь для транзисторов малой мощности. Подбирать при ее помощи транзисторы оконечного каскада будет не совсм правильно, поскольку h21 зависит еще и от протекаемого тока. Именно поэому для отбраковки силовых транзисторов уже делают отдельные проверочные стенды. с регулируемых токо коллектора проверяемого транзистора (рис 15). Градуировка постоянного прибора для отбраковки транзисторов производиться таким образом, чтобы микроамперметр при токе коллектора 1 А отклонялся на половину шкалы, а при токе 2 А — полностью. Собирая усилитель только себе стенд можно и не делать, достаточно двух мультиметров с пределом измерения тока не менее 5 А. Для произведения отбраковки следует взять любой транзистор из отбраковываемой партии и переменным резистором выставить ток коллектора равным 0,4…0,6 А для транзисторов предпоследнего каскада и 1…1,3 А для транзисторов оконечного каскада. Ну а далее все просто — к клемам подключаются транзисторы и по показаниям амперметра, включенного в коллектор выбираются транзисторы с одинаковыми показаниями, не забывая поглядывать на показания амперметра в базовой цепи — они тоже должны быть похожими. Разброс в 5 % вполне приемлем, для стрелочных индикаторов на шкале можно сделать метки «зеленого коридора» во время градуировки. Следует заметить, что подобные токи вызывают не плохой нагрев кристала транзистора, а учитывая то, что он без теплоотвода длительность замеров не следует растягивать во времени — кнопку SB1 удерживать в нажатом состоянии более чем 1…1,5 сек не следует. Подобная отбраковка прежде всего позвлит отобрать транзисторы с реально похожим коф усиления, а проверка мощных транзисторов цифровым мультиметром есть лишь проверка для успокоения совести — в режиме микротоков у мощных транзисторов коф усиления более 500 и даже небольшой разброс при проверке мультиметром в режимах реальных токов может оказаться огромным. Другими словами — проверяя коф усиления мощного транзистора показанаия мультиметра есть не что иное как абстрактная величина, не имеющая ни чего общего с коф усиления транзистора через переход коллектор-эмиттер протекат хотя бы 0,5 А.

Рисунок 15 Отбраковка мощных транзисторов по коф усиления.

Проходные конденсаторы С1-С3, С9-С11 имеют не совсем типовое включение, по сравнению с заводскими аналогами усилителей. Связанно это с тем, что при таком включении получается не полярный конденсатор довольно большой емкости, а использование плленочного конденсатора на 1 мкФ компенсирует не совсем корректную работу электролитов на высоких частотах. Другими словами эта реализация позволила получить более приятный звук усилителя, по сравнению с одним элетролитом или одним пленочным конденсатором. В старых версиях Ланзар вместо диодов VD3, VD4 использовались резисторы на 10 Ом. Смена элементной базы позволила немного улучшить работу на пиках сигнала. Для более подробного рассмотрения этого вопроса обратимся . В схеме смоделирован не идеальный источник питания, а более приблежонный к реальному, имеющему свое сопротивление (R30, R31). При воспроизведении синусоидального сигнала напряжение на шинах питания будет иметь вид, показанный на рисунке 16. В данном случае емкость конденсаторов фильтра питания составляет 4700 мкФ, что несколько маловато. Для нормальной работы усилителя емкость конденсаторов питания должна составлять не менее 10000 мкФ на один канал, можно и больше, но существенной разницы уже не заметно. Но вернемся к рисунку 16. Синией линией показано напряжение непосредственно на коллекторах транзисторов оконечного каскада, а красной линией — напряжение питания усилителя напряжения в случае использования резисторов вместо VD3, VD4. Как видно из рисунка напряжение питания оконечного каскада просело с 60 В и распологается между 58,3 В в паузе и 55,7 В на пике синусоидального сигнала. Благодарая тому, что конденсатор С14 не только заражается через развязывающий диод, но и разряжается на пиках сигнала напряжение питания усилителя напряжение приобретает вид красной линии на рисунке 16 и колебается от 56 В до 57,5 В, т.е имеет размах порядка 1,5 В.

Рисунок 16 форма напряжения при использовании развязывающих резисторов.

Рисунок 17 Форма напряжений питания на оконечных транзисторах и усилителе напряжения

Заменив резисторы на диоды VD3 и VD4 мы получаем напряжения, представленные на рисунке 17. Как видно из рисунка амплитуда пульсаций на коллекторах оконечных транзисторах почти не изменилась, а вот напряжение питания усилителя напряжения приобрело совсем другой вид. Прежде всего амплитуда уменьшилась с 1,5 В до 1 В, а так же в тот момент когда проходит пик сигнала напряжение питания УН проседает лишь до половины амплитуды, т.е. примерно на 0,5 В, в то время как при использовании резистора напряжение на пике сигнала проседает 1,2 В. Другими словами — простой заменой резисторов на диоды удалось уменьшить пульсации питания в усилителе напряжения в 2 с лишним раза. Однако это теоритические выкладки. На практике эта замена позволяет получить «халявных» 4-5 Ватт, поскольку клиппинг усилителя наступает при более высоком выходном напряжении и уменьшает искажения на пиках сигнала. После сборки усилителя и регулировки тока покоя следует убедиться в отсутствии постоянного напряжения на выходе усилителя мощности. Если оно выше 0,1 В, то это уже однозначно требует корректировки режимов работы усилителя. В данном случае наиболее простым способом является подбор «подпирающего» резистора R1. Для наглядности приведем несколько вариантов этого номинала и покажем иземения постоянного напряжения на выходе усилителя на рисунке 18.

Рисунок 18 Изменение постоянного напряжения на выходе усилителя в зависимости от номана R1

Не смотря на то, что на симмуляторе оптимальное постоянное напряжение получилось лишь при R1 равным 8,2 кОм в реальных усилителях этот номинал составляет 15 кОм…27 кОм, в зависимости какого производителя используются транзисторы дифкаскада VT1-VT4. Пожалуй стоит сказать несколько слов об отличиях усилителей мощности полностью на биполярных транзисторах и с использованием полевиков в предпоследнем каскаде. Прежде всего при использовании полевых транзисторов ОЧЕНЬ сильно разгружается выходной каскад усилителя напряжения, поскольку затворы полевых транзисторов практически не имеют активного сопротивления — только емкость затвора является нагрузкой. В этом варианте схемотехника усилителя начинает наступать на пятки усилителям класса А, поскольку во всем диапазоне выходных мощностей ток протекающий через выходной каскад усилителя напряжения почти не изменятеся. Увеличение тока покоя предпоследнего каскада, работающего на плавающую нагрузку R18 и базы эмиттерных повторителей мощных транзисторов тоже меняется в небольших пределах, что в итоге привело к довольно заметному снижению THD. Однако в этой бочке меда есть и ложка дегтя — снизился КПД усилителя и уменьшилась выходная мощность усилителя, за счет необходимости подавать на затворы полевиков напряжение более 4 В для их открытия (для биполярного транзистора этот параметр составляет 0,6…0,7 В). На рисунке 19 показан пик синусоидального сигнала усилителя, выполненого на биполярных транзистора (синяя линия) и полевиках (красная линия) при максимальной амплитуде выходного сиганала.

Рисунок 19 Изменение амплитуды выходного сигнала при использовании разной элементной базы в усилителе.

Другими словами снижение THD заменой полевых транзисторов приводит к «недополучению» примерно 30 Вт, а уменьшение уровня THD примерно в 2 раза, так что именно ставить уже решать каждому персонально. Так же следует помнить, что уровень THD зависит и от собственного коф усиления усилителя. В данном усилителе коф усиления зависит от номиналов резисторов R25 и R13

(при используемых номиналах коф усиления составляет почти 27 дБ). Расчитать коф усиления в дБ можно по формуле Ku =20 lg R25 / (R13 +1), где R13 и R25 — сопротивление в Омах, 20 — множитель, lg — десятичный логарифм. Если необходимо расчитать коф усиления в разах, то формула приобретает вид Ku = R25 / (R13 + 1). Этот расчет бывает необходим при изготовлении предварительного усилителя и вычисления амплитуды выходного сигнала в вольтах, чтобы исключить работу усилителя мощности в режиме жесткого клиппинга. Снижение собственного коф. усиления до 21 дБ (R13 = 910 Ом) приводит к снижению уровня THD примерно в 1,7 раза при той же амплитуде выходного сигнала (увеличена амплитуда входного напряжения).

Ну а теперь несколько слов о самых популярных ошибках при сборке усилителя ЛАНЗАР самостоятельно. Одной из самых популярных ошибок является монтаж стабилитронов на 15 В не правильной полярностью, т.е. эти элементы работают не в режиме стабилизации напряжения, а как обычные диоды. Как правило такая ошибка вызывает появление на выходе постоянного напряжения, причем полярность может быть как положительной, так и отрицательной (чаще отрицательной). Величина напряжения базируется между 15 и 30 В. При этом ни один элемент не греется. На рисунке 20 показана карта напряжений при не правильном монтаже стабилитронов, которую выдал симмулятор. Ошибочный элементы выделены зеленым цветом.

Рисунок 20 Карта напряжений усилителя мощности с неправильно запаянными стабилитронами.

Следующей популярной ошибкой является монтаж транзисторов «вверх ногами», т.е. когда путают коллектор и эмиттер местами. В этом случае так же наблюдается постоянное напряжение, отсутствие каких либо признаков жизни. Правда обратное включение транзисторов дифкаскада может привести к выходу их из строя, ну а дальше как повезет. Карта напряжений при «перевернутом» включении показан на рисунке 21.

Рисунок 21 Карта напряжений при «перевернутом» включении транзисторов дифкаскада.

Довольно часто транзисторы 2N5551 и 2N5401 путают местами, причем могут попутать так же и эмиттер с коллектором. На рисунке 22 показана карта напряжений усилителя при «правильном» монтаже попутанных местами транзисторов, а на рисунке 23 — транзисторы не только поменяны местами, но и перевернуты.

Рисунок 22 Транзисторы дифкаскада попутаны местами.

Рисунок 23 Транзисторы дифкаскада попутаны местами, кроме этого попутаны местами коллектор и эмиттер.

Если попутаны местами транзисторы, а эмиттер-коллектор запаяны правильно, то на выходе усилителя наблюдается небольшое постоянное напряжение, регулируется ток покоя окнечных транзисторов, но звук либо отсутствует полностью, либо на уровне «кажется он играет». Перед монтажом на плату запаянных таким образом тразисторов их следует проверить на работоспособность. Если транзисторы поменяны местами, да еще и поменяны местами эмиттер-коллектор, то тут ситуация уже довольно критическая, поскольку в этом варианте для транзисторов дифкаскада полярность приложенного напряжения является правильной, а вот рабочие режимы нарушены. В этом варианте наблюдается сильный нагрев оконечных транзисторов (протекающий через них ток равен 2-4 А), небольшое постоянное напряжение на выходе и едва слышный звук. Попутать цоколевку транзисторов последнего каскада усилителя напряжения довольно проблематично, при использовании транзисторов в корпусе ТО-220, а вот транзисторы в корпусе ТО-126 довольно часто впаивают «вверх ногами», меняя местами коллектор и эмиттер. В этом варианте наблюдается сильно искаженный выходной сигнал, плохая регулировка тока покоя, отсутствие нагрева транзисторов последнего каскада усилителя напряжения. Более подробная карта напряжения для этого варианта монтажа усилителя мощности показана на рисунке 24.

Рисунок 24 Транзисторы последнего каскада усилителя напряжения запаяны «вверх ногами».

Иногда путают местами транзисторы последнего каскада усилителя напряжения. В этом случае наблюдается небольшое постоянное напряжение на выходе усилителя, звук если и есть, то очень слабый и с огромными искажениями, ток покоя регулируется только в сторону увеличения. Карта напряжений усилителя с такой ошибкой показана на рисунке 25.

Рисунок 25 Ошибочный монтаж транзисторов последнего каскада усилителя напряжения.

Предпоследний каскад и оконечные транзисторы в усилителе местами путают слишком редко, поэтому этот вариант расматриваться не будет. Иногда усилитель выходит из строя, самые частые причины для этого перегрев оконечных тразисторов или перегрузка. Недостаточная площадь теплоотвода или плохой тепловой контакт фланцев транзисторов может привести к нагреву кристалла оконечных транзисторов до температуры механического разрушения. Поэтому до полного ввода усилителя мощности в эксплуатацию необходимо убедиться в том, что винты или саморезы, крепящие оконечники к радиатору затануты полностью, изолирующиепрокладки между фланцами транзисторов и теплоотводом имеет хорошую смазку термопастой (рекомендуем старую, добрую КПТ-8), а так же размер прокладок больше размера транзистора минимум на 3 мм с каждой стороны. Если недостаточна площадь теплоотвода, а другого попросту нет, то можно воспользоваться вентиляторами на 12 В, которые используются в компьютерной технике. Если собранный усилитель планируется для работы только на мощностях выше средней (кафе, бары и т.д.) то куллер можно влючить на непрерывную работу, поскольку его все равно не будет слышно. Если же усилитель собран для домашенго использования и будет эксплуатироваться и на малых мощностях, то работу куллера уже будет слышно, а необходимость в охлаждении отпадает — радиатор почти не греется. Для таких режимо работы лучше испозовать управляемык куллеры. Решить проблему выхода из строя окнечных транзисторов можно либо установкой дополнительной защиты от перегрузки, либо аккуратным монтажом проводов идущих на акустическую систему (например использовать для подключения АС к усилителю автомобильных безкислородных проводов, которые кроме уменьшеного активного сопротивления имеют повышенную крепость изоляции, устойчивую к ударам и температуре). Для примера рассмотрим несколько варианов выхода из строя оконечных транзисторов. На рисунке 26 показана карта напряжений в случае выхода обратных оконечных транзисторов (2SC5200) на обрыв, т.е. переходы отгорели и имеют максимально возможное сопротивление. В этом случае усилитель сохраняет рабочие режимы, на выходе сохраняется напряжение близкое в нулю, но вот качество звука однозначно желает лучше, поскольку воспроизводится только одна полуволна синусоиды — отрицательная (рис 27). Тоже самое будет при обрыве прямых оконечных транзисторов (2SA1943), только воспроизводится будет положительная полуволна.

Рисунок 26 Обратные оконечные транзисторы выгорели до обрыва.

Рисунок 27 Сигнал на выходе усилителя в случае, когда транзисторы 2SC5200 отгорели полностью

На рисунке 27 — карта напряжений в ситуации, когда оконечники вышли из строя и имеют максимально низкое сопротивление, т.е. закорочены. Этот вариант неисправности загоняет усилитель в ОЧЕНЬ жесткие условия и дальнейшие горение усилителя ограничивает только источник питания, поскольку потребляемый в этот момент ток может превысить 40 А. Оставшиеся в живых детали мгновенно набирают температуру, в том плече, где транзисторы еще исправны напряжение немного больше, чем в том, где собственно произошло замыкание на шину питания. Однако именно эта ситуация относиться к наиболее легкой диагностике — достаотчно до включения усилителя проверит мультиметром сопротивление переходов между собой, даже не выпаивая их из усилителя. Предел измерения, установленного на мультиметре — ПРОВЕРКА ДИОДОВ или ЗВУКОВАЯ ПРОЗВОНКА. Как правило выгоревшие транзисторы показывают сопротивление между переходами в диапазоне от 3 до 10 Ом.

Рисунок 27 Карта напряжений усилителя мощности в случае перегорания оконечных транзисторов(2SC5200) на короткое замыкание

Усилитель поведет себя точно так же в случае пробоя предпоследнего каскада — при отгороани выводов будет воспроизводиться только одна полуволна синусоиды, при коротком замыкании переходов — огромное потребление и нагрев. При перегреве, когда считают, что радиатор на транзисторы последнего каскада усилителя напряжения не нужен (транзисторы VT5, VT6) они могут так же выйти из строя, причем как уйти на обрыв, так и на короткое замыкание. В случае отгорания переходов VT5 и бесконечно большого сопротивления переходов возникает ситуация, когда поддерживать ноль на выходе усилителя не чем, а приоткрытые оконечные транзисторы 2SA1943 потянут напряжение на выходе усилителя к минусу напряжения питания. Если нагрузка подключена, то величина постоянного напряжения будет зависеть от установленного тока покоя — чем он выше, тем будет больше величина отрицательного напряжения на выходе усилителя. Если нагрузка не подключена, то на выходе будет напряжение очень близкое по величине к минусовой шине питания (рис 28).

Рисунок 28 Транзистор усилителя напряжения VT5 «оборвался».

Если же транзистор в последнем каскаде усилителя напряжения VT5 вышел из строя и его переходы замкнулись, то при подключенной нагрузке на выходе будет довольно большое постоянное напряжение и ппротекающий через нагрузку постоянный ток, порядка 2-4 А. Если же нагрузка отключена, то напряжение на выходе усилителя будет почти равно положительной шине питания (рис. 29).

Рисунок 29 Транзистор усилителя напряжения VT5 «замкнулся».

На последок осталось только предложить несколько осцилограмм в наиболее координальных точках усилителя:

Напряжение на базах транзисторов дифкаскада при входном напряжении 2,2 В. Синия линия — базы VT1-VT2, красная линия — базы VT3-VT4. Как видно из рисунка и амплитудат и фаза сигнала практически совпадают.

Напряжение в точке соединения резисторов R8 и R11 (синяя линия) и в точке соединения резисторов R9 и R12 (красная линия). Входное напряжение 2,2 В.

Напряжение на коллекторах VT1 (красная линия), VT2 (зеленая), а так же на верхенм выводе R7 (синяя) и нижнем выводе R10 (сиреневая). ПРовал напряжения вызван рабтой на нагрузку и небольшим уменьшением питающего напряжения.

Напряжение на коллекторах VT5 (синим) и VT6 (красным. Входное напряжение уменьшено до 0,2 В, чтобы было наглядней видно, по по постоянному напряжению имеется разница примерно в 2,5 В

Осталось лишь пояснить на счет блока питания. Прежде всего мощность сетевого трансформатора для усилителя мощности в 300 Вт должна быть не менее 220-250 Вт и этого будет достаточно для воспроизведения даже очень жестких композиций. Более подробно о мощности блока питания для усилителей мощности можно ПОСМОТРЕТЬ ЗДЕСЬ. Другими словами, если у вас есть трансформатор от лампового цветного телевизора, то это ИДЕАЛЬНЫЙ ТРАНСФОРМАТОР для одного канала усилителя позволяющего без проблем воспроизводить музыкальные композиции мощностью до 300-320 Вт. Емкость конденсаторов фильтра блока питания должна быть не менее 10 000 мкФ на плечо, оптимально 15 000 мкФ. При использовании емкостей выше указанного номинала Вы попросту увеличиваете стоимость конструкции без какого либо заметного улучшения качества звука. Не следует забывать, что при использовании таких больших емкостей и напряжении питания выше 50 В на плечо мгновенные токи уже критически огромны, поэтому настоятельно рекомендуется использовать ситемы софт-старта. Прежде всего настоятельно рекомендутеся перед сборкой какого либо усилителя скачать на ВСЕ полупроводниковые элементы описания заводов производителей (даташиты). Это даст возможность ознакомиться с элементной базой поближе и в случае отсутствия в продаже какого либо элемента найти ему замену. Кроме этого у вас будет под рукой правильная цоколевка транзисторов, что значительно увеличит шансы на правильный монтаж. Особо ленивым предлагается ОЧЕНЬ внимаетльно ознакомиться хотя бы с расположением выводов транзисторов, используемых в усилителе:

Ну вот собственно и весь усилитель. Хотя нет… Не весь… Для желающих разобраться в схемотехнике данного усилителя есть подробнейшие описание на эту тему. Тем же кому не нравятся предложенные печатные платы можно собрать данный усилитель в двух этажном варианте и тогда ЛАНЗАР будет выглядеть так:

Данный вариант печатной платы () отличается от базового наличием буферного усилителя на ОУ и защиты от перегрузки. На последок осталось добавить, что далеко не всем требуется мощность 200-300 Вт, поэтому печатная плата была переработана под одну пару оконечных танзисторов. Данный файл выполнен одним из посетителей форума сайта «ПАЯЛЬНИК» в программе СПРИНТ-ЛАЙОУТ-5 ().

Подробно о том, какой мощности нужен блок питания для усилителя мощности можно помотреть на видео ниже. Для примера взят усилитель STONECOLD, однако данный замер дает понимание тог, что мощность сетевого трансформатора может быть меньше мощности усилителя примерно на 30%.

Адрес администрации сайта

Схема:

Основой измерителя являются двухуровневые (оконные) компараторы LTC1042 от Linear Technology. Они имеют цифровые выходы и дифференциальные входы, напряжение на которых может изменяться в пределах от 0 до 5 В (напр. питания). Выходы компараторов через логические элементы управляют тремя светодиодами, которые указывают, что смещение (разбаланс плеч) выше, ниже или в пределах нормы. Чувствительность задается по входу компаратора “Width/2”. «ОК» загорается, когда разница напряжений между входами меньше, чем напряжение на “Width/2”. Резистор 100 кОм между выводом 7 и шиной питания устанавливает частоту внутреннего генератора для компаратора. (Он определяет выбор архитектуры компаратора для снижения энергопотребления.)

Так как в любой момент времени горит только один светодиод, то можно использовать один токоограничительный резистор на все светодиоды, а не на каждый отдельно:

На каждый канал используется две схемы компаратора:

Опорное напряжение формируется стабилизатором на TL431 (2,5В) и регулируется резисторами R4 – напряжение смещения и R6 – диапазон регулировки смещения.

От главного редактора РадиоГазеты: TL431 — трехвыводный стабилизатор. На схеме показан не совсем корректно. Чтобы напряжение стабилизации составило 2,5 В, надо управляющий вывод (на схеме даже не показан) соеденить с катодом.

Полная схема подключения к усилителю:

Увеличение по клику.

Диапазон регулировки составляет примерно от 40 до 80 мА (ток смещения на каждую лампу), с «окном» шириной 0 ± 8 мА. Значение R1 не является критическим, но для каждой пары ламп они должны быть согласованы (точно подобраны). Их величина должна быть меньше 10 кОм , но гораздо больше, чем сопротивление датчиков тока (Rs).

Значение резистора представляет собой компромисс между чувствительностью и перегрузочной способностью . Значение в 10 Ом подходит в большинстве случаев. Входы компаратора будут иметь уровень 0,6 V для типичного 60-мА тока смещения, который хорошо укладывается в диапазон компаратора от 0 до 5 В. Максимальный входной уровень компаратора составляет 5,3 В, что соответствует току смещения 530 мА, это значительно выше того, что бывает в нормальных условиях работы или при разумных перегрузках.

LTC1042 имеет точность порядка пары милливольт, что дает ошибку в несколько десятых долей миллиампер. Использование резисторов в 10 Ом позволяет легко вычислить опорное напряжение: опорное напряжение в мВ = ток смещения в мА х 10. Мощность, рассеиваемая на этих резисторах составляет около 0,125 W. Для обеспечения некоторого запаса стоит использовать резисторы мощностью 0,5W.

Способ снижения искажений и уровня помех в усилителях.

автор Муратов М.М. инженер-электромеханик, изобретатель.

Как известно, в усилителях основным способом снижения уровня искажений сигнала, является применение общей отрицательной обратной связи. В дополнение к этому используют местные обратные связи, при необходимости линеаризации характеристик усилителя в возможно широком диапазоне частот. Практически обязательным является ограничение полосы частот входного сигнала и применение дифференциальных каскадов. Широко применяются полевые и быстродействующие компоненты с одновременным увеличением перегрузочной способности всего усилителя, включая и блок питания. Для уменьшения уровня шума используют схемотехнические решения с применением малошумящих элементов, а для уменьшения уровня фона, применяют высококачественные высокочастотные источники питания. Одним из компромиссных вариантов решений, являются полностью симметричные схемы построения усилителей, хорошо согласовывающих порой противоречивые требования, возникающие при этих способах снижения искажений. Линейные и нелинейные искажения сигнала, снижаются пропорционально петлевому усилению усилителя, но полностью не устраняются. Альтернативным — является способ “прямого” регулирования, (current dumping), схема с комбинацией ПОС и ООС, который теоретически позволяет избавиться от искажений. В этих усилителях, обычно работающих в режиме В и АВ, подавление переходных искажений осуществляется в предварительных каскадах, являющихся одновременно и усиливающими и корректирующими (3*, 4*, 5* Источники). На протяжении почти 3-х десятков лет в “Радио” печатались статьи, об использовании селектора сигнала искажений и помех, для контроля работы усилителей и поиска причин возникновения помех и искажений сигнала. Работа селектора основана на сложении входного, скорректированного по фазе сигнала, с инвертированным выходным, выровненного по уровню с входным. Селекция сигнала искажений и помех легко выполняется в инвертирующем усилителе, с применением селектора сигнала искажений и помех, который образуют 4 резистора и конденсатор, (R3, R4, R5, R6 и C1), соединяющих вход усилителя с выходом.

Рисунок 1. Селекция входного сигнала.

Однако, выделенным сигналом искажений и помех пользуются только специалисты, при наличии приборов, для оценки качества работы усилителей, определения причин искажений сигнала и настройки (1*, 2*). Желание применить выделенный сигнал искажений и помех для постоянного, автоматического снижения уровня искажений и помех сигнала в усилителях, привело меня к разработке способа, на который была оформлена заявка на изобретение №99101536, входящий №001562 от 25 января 1999 г., и она называлась «Способ снижения искажений сигнала и помех и защиты нагрузки в усилителях с параллельными ветвями усиления». Эксперт ФИПС нашел в этой заявке признаки 2-х изобретений и потребовал переоформления её в две, отдельно по мостовым усилителям и отдельно по двухтактным. В связи с тем, что при переоформлении этой заявки, мне требовались дополнительные денежные затраты и определённая трудоёмкость работ, заявка эта была отозвана. Как там у Ильфа и Петрова: Позвольте, у меня все ходы записаны!». Лет 8, точнее не знаю, заявка читалась на сайте ФИПС в списке моих изобретений и заявок на изобретения, а теперь не определяется. Но, радиолюбителям и конструкторам усилительной техники, знать предлагаемый способ не будет лишним, и для понимания тонкостей, а может и для применения в своих конструкциях. Минимальность искажений усиленного сигнала — является основным требованием к усилительной технике, и выполнить его можно только двумя способами:

• недопущением возникновения этих искажений
• отделением возникающих в усилителе искажений и помех от выходного сигнала.

Основные способы, применяемые для недопущения возникновения искажений и помех в усилителях, вкратце перечислены в начале статьи. Теоретически эти способы исследованы хорошо и конструкции существующих усилителей рассчитаны и работают только с применением этих способов. Суть предлагаемого способа состоит в отделении усиленного сигнала от возникших в усилителе искажений, и он является дополнительным к основным. Анализ схем усилителей показывает, что двухтактные и мостовые усилители имеют параллельные ветви усиления, как минимум тока, каждая со своей частью усиливаемого сигнала, который имеет свой сигнал искажений и помех. Следовательно, если есть возможность выделить сигналы искажений и помех ветвей по отдельности и подать перекрестно на входы параллельных ветвей, они могут усиливаться в сумме или разности с сигналами этих ветвей. В мостовом усилителе два противофазных, усиливаемых сигнала одновременно проходят по ветвям, а нагрузка не воспроизводит синфазные, равные по величине сигналы ветвей и, следовательно, при достаточном быстродействии усилителя и обратной связи, обеспечив выделение, передачу, равенство и синфазность сигналов искажений и помех обеих ветвей — можно получить на нагрузке усилителя сигнал, «очищенный» от возникших в усилителе искажений. В двухтактном усилителе уничтожаются, складываясь на выходе, противофазные, равные по величине сигналы ветвей. Усиливаемый сигнал проходит по одной ветви, а по второй ветви можно пропустить выделенный сигнал искажений и помех и, обеспечив передачу, равенство и противофазность сигналов искажений и помех в ветвях, можно получить на выходе менее искаженный сигнал. Остаточные искажения сигнала являются следствием искаженного усиления сигналов искажений и помех в ветвях и некоторого запаздывания их по фазе. Применение такого способа вызывает долговременную защиту нагрузки от постоянного напряжения из-за неисправности одной ветви усиления на выходе мостового усилителя. Это напряжение выделяется селектором, как искажение или помеха, и передается для выработки равного и синфазного напряжения в исправной ветви. В двухтактном усилителе в исправной ветви, создается противофазное напряжение, которое будет противодействовать постоянному напряжению неисправной ветви, защищая нагрузку. Таким образом в предложенном способе, снижение уровня искажений совмещается с защитой нагрузки от постоянного напряжения на выходе усилителя. Необходимо отметить, что снижение уровня искажений и помех осуществляется в выходном каскаде, а правильнее, отделение усиленного сигнала от искажений, в отличие от усилителей работающих по схеме с разгрузкой по току, в которых используется предварительный каскад, и притом, с целью недопущения возникновения искажений и помех в усилителе. Примеры схемотехники усилителей с применением предлагаемого способа приведены на рис.2-9.

Рисунок 2. Мостовой усилитель.

Мостовой усилитель изображенный на рис. 2, работает следующим образом; операционные усилители DA1 и DA2 вырабатывают противофазные сигналы в ветвях усилителя. Резисторы R10, R11, R12, R13 и конденсатор C1 образуют селектор сигнала искажений и помех верхней, по схеме, ветви, а резисторы R14, R15, R16, R17 и конденсатор C2 образуют селектор сигнала искажений и помех нижней, по схеме, ветви. Важным обстоятельством является то, что выделенный сигнал искажений меньше сигнала искажений на выходе усилителя в К раз, где К — коэффициент усиления DA5 и DA8. В связи с применением селекторов сигналов искажений и помех в качестве оконечных усилителей мощности, используются инвертирующие усилители DA5 и DA8 с дифференциальным входом. Сигнал искажений, выделенный из верхней ветви, через повторитель напряжения DA6 подается на не инвертирующий вход усилителя DA8 нижней ветви. Соответствующий подбор величины сигнала искажений и помех, резистором R21 по не инвертирующему входу DA8 приводит к возникновению равного, синфазного сигнала искажений в нижней ветви, которые не воспроизводятся нагрузкой R24. Аналогичный процесс происходит с сигналом искажений, выделенным из нижней ветви. Операционные усилители DA3 и DA7 предназначены для того, чтобы селекторы сигналов искажений и помех ветвей выделяли искажения только своих ветвей. Происходит это следующим образом: Сигнал искажений нижней ветви, пройдя на выход DА5, поступает на селектор сигнала искажений и помех верхней ветви, и далее на вход ОУ DА6, но туда же поступает и выровненный по величине и противофазный, сигнал искажений и помех нижней ветви с ОУ DА3. В итоге вход ОУ DА6 не воспринимает сигналы искажений нижней ветви. Аналогичный процесс происходит с сигналом искажений, выделенным из верхней ветви, и соответственно на нагрузку R24 подаются противофазные, усиленные два входных сигнала и синфазные, равные попарно по величине, четыре сигнала искажений и помех ветвей. В действительности искажений сигнала и помех в усилителе стало больше, но стало возможным отделить усиленный сигнал от искажений и помех на выходе (нагрузке) усилителя. Настройка мостового усилителя, в котором используется предлагаемый способ, производится в определённой последовательности и содержит простые операции. Настройка проводится без подключения нагрузки R24, при помощи генератора сигналов и широкополосного вольтметра с большим входным сопротивлением. Вначале необходимо ползунки сопротивлений R6 и R21 установить в среднее положение, заземлить вход усилителя и точки А и В (выход селекторов сигналов искажений), а затем произвести последовательно от входа к выходу балансировку всех ОУ и усилителей мощности цепями их коррекции для минимизации постоянного напряжения на выходе ветвей усилителя. Затем вход усилителя подключается к генератору синусоидальных колебаний и подается сигнал, равный 0,1 Uвх с частотой 20 кГц и выравнивают относительно земли амплитуду колебаний на выходах DA1 и DA2 (подбором R3), а затем и на выходе ветвей усилителя подбором R8 или R23. Далее проводится настройка селекторов сигналов искажений. Для этого необходимо снять заземления с точек А и В, и отключить от выходов ОУ DA3 и DА7 выводы сопротивлений R9 и R18 и присоединить их к земле. Затем на вход усилителя подается сигнал равный 0,9 Uвх частотой 20 кГц и при помощи вольтметра, подбором R13, R17, С1 и С2, добиваются минимума в показаниях вольтметра в точках А и В. Далее проводится настройка коэффициентов усиления DA5 и DA8 по не инвертирующим входам. Для этого вход усилителя заземляется, а вывод R13 отсоединяется от выхода усилителя DA5. На свободный вывод R13 подается сигнал равный 0,9 Uвых с частотой 20 кГц и при помощи R21 на выходе DA8, устанавливают напряжение в точности равное напряжению генератора, а затем при помощи R6 на выходе DA5 устанавливают такое же напряжение. Восстановив соединение R13 с выходом DA5 для проверки можно проделать аналогичные операции с R17 и результат должен быть одинаковым. Далее проводится подбор величин входных сигналов DA3 и DA7. Для этого необходимо вновь подключить выводы сопротивлений R9 и R18 к выходам DA3 и DA7,а выводы сопротивлений R6 и R21 необходимо отключить от выходов ОУ DA4 и DА6, присоединить их вместе к генератору и подать сигнал равный 0,1 Uвых с частотой 20 кГц. В точках А и В необходимо добиться минимума показаний вольтметра изменением входных напряжений ОУ DА3 и DА7. Если постоянное и переменное напряжение между точками А и В равно нулю — коэффициенты усиления DA5, DА6, ОУ DА3 и DА7 подобраны правильно. После подключения выводов сопротивлений R6 и R21 проверяем выходные напряжения ОУ и ветвей усилителя. Для этого вновь заземляем точки А и В и не трогая R6, R17, R13, R21 — проверяем постоянные напряжения на выходах ОУ и усилителей ветвей, по возможности добиваясь максимальной точности балансировки. Настройка заканчивается снятием заземления с точек А и В. Схема может быть встроена в любой имеющийся мостовой усилитель в виде отдельного блока, если усилители мощности ветвей инвертирующие. При этом коэффициент усиления ОУ DA3 и DА7 должен быть примерно равен коэффициенту усиления усилителей мощности ветвей. Схема двухтактного инвертирующего усилителя, выполненная с применением предлагаемого способа, изображена на рис. 3

Рисунок 3. Двухтактный инвертирующий усилитель.

На DA1 выполнен инвертирующий усилитель напряжения, а усилители тока положительных и отрицательных полу-волн А1 и А2 не инвертирующие. Резисторы R14, R15, R16, R17 и конденсатор C1 образуют селектор сигнала искажений и помех. DA5, VD2, R12 и R13 образуют схему идеального диода с регулируемым усилением, для выделения и подачи сигнала искажений и помех положительных полу-волн сигнала, а DA4, VD1, R9 и R10 — отрицательных полу-волн. Сигнал искажений и помех положительных полу-волн, с инвертированием и усилением, подается в ветвь усиления отрицательных полу-волн и соответственно, сигнал искажений и помех отрицательных полу-волн, с инвертированием и усилением, подается в ветвь усиления положительных полу-волн, при помощи DA2 и DA3. В каждый момент времени, при прохождении сигнала по одной из ветвей, по другой ветви проходит противофазный сигнал искажений и помех. И в этой схеме, выделенный сигнал искажений, по уровню, меньше сигнала искажений на выходе усилителя и необходим соответствующий подбор коэффициентов усиления DA4 и DA5, при котором происходит подавление сигнала искажений и помех на нагрузке R18. Для настройки этого усилителя необходимо отключить сопротивления (R3, R8) инвертирующих входов DA2 и DA3 от выводов VD1 и VD2 и присоединить к земле усилителя. Далее производится настройка основного усилителя по традиционной методике, проводимая после балансировки всех ОУ. Затем проводится настройка селектора сигнала искажений и помех, после которого восстанавливают соединения R3 и R8. Установив минимальное усиление ОУ в схемах «идеальных» диодов, подают на вход усилителя сигнал 0,9 Uвх и подбором R10 и R13 добиваются минимума сигнала искажений на выходе усилителя, который, в крайнем случае можно контролировать вольтметром на выходе селектора. Схема двухтактного не инвертирующего усилителя, выполненная с применением предлагаемого способа, изображена на рис. 4.

Рисунок 4. Двухтактный не инвертирующий усилитель.

По принципу работы она аналогична схеме на рис.3, но выполнена несколько иначе. Отличие состоит в добавлении инвертирующего усилителя входного сигнала на операционном усилителе DA6, необходимого для работы селектора сигнала искажений и помех. Дополнительный ОУ DA6 усиливает входной сигнал до уровня выходного сигнала и эти два противофазных сигнала суммируются цепочкой R16, R17 и R18. Далее процессы работы усилителя и настройки аналогичны описанию на рис. 3. Интересные возможности появляются при использовании выходного разделительного конденсатора или трансформатора и снятии сигнала искажений непосредственно с нагрузки с последующим отделением всех выявленных искажений и помех, возникающих в усилителе из-за наличия емкости или трансформатора, реакции динамика и соединительных проводов. Учитывая, что выходная емкость или трансформатор хорошо защищает акустическую систему, самую дорогую часть звуковоспроизводящего комплекса, такие схемотехнические решения вполне применимы. Примеры реализации приведены на рис. 5 и 6.

Рисунок 5, 6. Примеры реализации.

Я собрал и сравнил звучание более десяти усилителей опубликованных в «Радио», и две собственные конструкции, и самое высокое мнение сложилось о конструкциях, описанных в 7* и 8*. К недостаткам двух этих конструкций можно отнести относительно большое число дискретных элементов, что ведет к трудоемкости их изготовления и настройки. В любительском конструировании, применение интегральных усилителей мощности ограничивает относительно высокий уровень искажений сигнала ещё и недостаточная выходная мощность, допустимая в дешевых, переносных и автомобильных усилителях. Применение упрощенных схем разгрузки по току, увеличивая мощность интегральных усилителей — дополнительно увеличивает уровень искажений сигнала, который и без этого является неприемлемым в высококачественных усилителях. Предлагаемый мной способ, применим при конструировании мощных высококачественных усилителей из интегральных элементов с использованием в выходном каскаде современных мощных транзисторов, на основе упрощенных токо-разгружающих схем. Для примера приведены функциональные схемы усилителей на рис. 7 и 8.

Рисунок 7. Мостовой усилитель мощности.

Мостовой усилитель изображенный на рис. 7, собран на ОУ и интегральных усилителях мощности с упрощенной схемой разгрузки по току на комплиментарных парах мощных транзисторов. В зависимости от примененных транзисторов и интегральных усилителей — можно легко собрать усилитель мощностью 100 ватт и выше. Еще большую мощность можно получить заменой выходных транзисторов на составные транзисторы серии ТКД.

Рисунок 8. Усилитель с повышенной выходной мощностью.

На рис. 8 приведена схема усилителя, выходная мощность которого может быть 100 ватт и гораздо больше. Еще один пример реализации описанного способа изображен на рис. 9. За основу взята схема, приведенная в (6*). В этом усилителе инвертирующим является выходной каскад, поэтому применён способ изображенный на рис. 3.

Рисунок 9. Усилитель мощности.

В схему добавлен блок, состоящий их двух транзисторов VT2 и VT4 с цепями установки рабочих точек, сдвоенного ОУ DA2, с цепями питания, для выделения положительных и отрицательных полу-волн сигнала искажений и самого селектора искажений на R20,R21,R22,R23 и C8. Аналогичный блок можно добавить в любой усилитель с коллекторным выходом. Разумеется, необходимо учитывать напряжение питания и коэффициент усиления основного усилителя. При настройке сначала необходимо отключить блок от усилителя, настроить основной усилитель, затем селектор и далее весь усилитель в комплексе. Оптимальным с точки зрения экономичности усилителя, является работа оконечных транзисторов в режиме В, но применение предлагаемого способа в усилителях этого класса возможно с некоторыми ограничениями. Связано это с тем, что сигнал искажений и помех для любого усилителя является просто высокочастотным сигналом с низким или очень низким уровнем, который в усилителях класса В или не воспроизводится, или воспроизводится с большими искажениями. Поэтому способ применяется без ограничений в усилителях класса АВ+В, АВ и А. Для усилителей класса В возможна конструкция, в котором выделенные искажения поступают на специальные высокочастотные транзисторы работающие в режиме АВ или А, параллельно с выходными транзисторами основного усилителя. Дополнительные транзисторы могут иметь меньшую мощность, но они должны иметь токо-ограничивающие сопротивления и в этом варианте конструкции не может действовать защита нагрузки. Наиболее выгодным является применение предлагаемого способа в усилителях работающих при токе покоя выходных транзисторов равном 5-10 мА. В усилителях, при наличии сигнала, будет возникать сквозной ток выходных транзисторов, пропорциональный сигналу всех видов искажений возникающих в усилителе, который прибавляется к току покоя выходных транзисторов, и выделяется в виде тепла. По моему мнению, способ позволяет расширить полосу частот входного сигнала, снизить уровень динамических искажений, возникающих в каскадах усилителя и повысить устойчивость усилителей склонных к самовозбуждению. Для этого во всех усилителях, использующих предлагаемый способ, следует применять только ОУ с высокой скоростью нарастания выходного напряжения и высокочастотные транзисторы, так как частотный спектр искажений выше частоты сигнала. Выделенный сигнал искажений и помех желательно подавать непосредственно на выходные транзисторы, которые, разумеется, тоже высокочастотные. Мне представляется возможным применение предлагаемого способа и для снижения искажений в усилителях, не имеющих параллельных ветвей усиления, при условии создания дополнительной ветви для сигнала искажений и помех. Дополнительный усилитель должен иметь высокое быстродействие и выходную мощность всего лишь равную мощности сигнала искажений и помех в режиме максимального усиления основного усилителя. Я не являюсь разработчиком, или профессиональным конструктором усилительной техники, поэтому приношу Вам свои извинения за некоторую «простоту» изложения данного материала, так как не имею возможности проверить и испытать конструкции, но надеюсь заинтересовать конструкторов или радиолюбителей возможностью дальнейшего развития этой темы. * Источники: 1.Журнал “Радио”,1977,№6, с. 42, Акулиничев И. “Векторный индикатор искажений” 2.Журнал “Радио”, 1983, №10, с.42, Акулиничев И. “Селекция сигнала искажений” 3.П.Шкритек “Справочное руководство по звуковой схемотехнике”, Москва издательство “Мир” 1991 4.В.С.Гутников, “Интегральная электроника в измерительных устройствах” издательство “Энергоатомиздат”1988. 5.А.Г.Алексеенко и др. “Применение прецизионных аналоговых микросхем” издательство “ Радио и связь”1985 6.Журнал “Радио”,1986,№12, с. 34, Мельниченко А. » Простой усилитель мощности» 7.Журнал “Радио”,1980,№7, с. 36,» Витушкин А.,Телеснин В.»Устойчивость усилителя и естественность звучания» 8.Журнал “Радио”,1984,№5, с. 29, Солнцев Ю. «Высококачественный усилитель мощности»

Гибридный усилитель Zarathustra

Одной из особенностей гибридных усилителей являются ограничения по выходному току. При этом усилители отличаются стабильностью работы и минимальным нагревом. Отсутствует необходимость в выполнение дополнительных систем охлаждения. Ток выхода равняется показателю выходного тока каскада, и может достигать отметки 15А.

Возможно работа в режиме напряжения питания. Улучшенная симметрия каскада при высоких частотах позволяет существенно улучшить качество звука при работе на максимальной громкости и при воспроизведении верхних частот. Минимальные искажения положительным образом сказываются на качестве звука.

Для изготовления гибридного усилителя использовался выходной каскад SRPP на биполярных транзисторах, на входе устанавливаются две и лампы 6Э5П. Использованием каскада на тетроде обеспечивает стабильность напряжения и отличные показатели выходного напряжения. В выходном каскаде используется вместо двухполярного включения питания виртуальное среднее с использованием конденсаторов.

Подобное позволяет исключить появление в цепи нагрузки постоянного тока и позволяет избежать перезаряда ёмкости питания. Тем самым устраняются импульсные искажения, которые могут возникать на пиковых показателях мощности. Выходной сигнал подключён к средней точке, а используемые конденсаторы исключаются из звуковой цепи. Тем самым удается исключить влияние конденсаторов на качество звука.

К обмоткам подключаются конденсаторы, что позволяет подавить в цепях накала электрический фон. Тем самым улучшается качество звучания. Использование конденсаторов позволяет сделать напряжение накала на нитях вывода полностью симметричным. При этом реализуемая усилителя отличается простотой и может быть с лёгкостью реализована каждым радиолюбителем.

Отметим также доступную стоимость используемых компонентов. Если при изготовлении иных схем усилителей необходимо использовать качественные иностранные конденсаторы, то в данном случае возможно использование недорогих конденсаторов отечественного производства. Влияние их качества на генерируемый звук минимально, что и позволяет несколько снизить стоимость изготовления усилителя без потери качества звучания.

И так. Как я уже раньше писал у меня есть желание сделать усилитель для бас гитары. Я перебрал несколько вариантов и принял решение. От варианта чисто лампового усилителя я отказался из за больших размеров и большой стоимости за выходной трансформатор. Принято решение собирать гибридный усилитель

Вот примерная блок схема. Все будет собираться в одном небольшом корпусе.

Это смесь лампового каскада предварительного усиления (в моем случае) и транзисторного или микросхемного оконечного усилителя Ламповый пре-амп выполнен по классической схеме, одна лампа (двойной триод) на 2 каскада. 2 крутилки громкости (геин и мастер) между ними тон блок. Продолжение следует.

Пересмотрев немного принципы попробуем сделать пред усилитель взяв за основу вот эту схемы.

Основы электроакустики

Выходные усилители мощности обычно являются выходными каскадами многокаскадного усилителя и предназначены для обеспечения заданной мощности нагрузки РН при заданном сопротивлении нагрузки RН, как правило, низкоомной. Получение на выходе усилителя большой мощности предполагает работу его транзисторов при больших значениях токов и напряжений. Отсюда следует, что одним из основных параметров усилителя становится его КПД. К тому же переменные составляющие токов и напряжений в этом случае соизмеримы с постоянными составляющими сигналов. На свойства усилителя сильно влияют связь параметров транзистора с режимами его работы и нелинейность характеристик. В выходных усилителях мощности должны использоваться транзисторные каскады с малым выходным сопротивлением, а вводимые цепи ООС должны быть только по напряжению. Это обусловило применение в усилителях мощности только двухтактных схем усиления , обеспечивающих работу транзисторов в режимах класса В и АВ. Усилители, работающих в режиме класса А (выходной транзистор всегда в открытом состоянии), имеют малое КПД, поэтому при больших мощностях сигналов такие схемы используется редко. На рис. 11.17 показана двухтактная схема усилителя мощности, работающая в режиме класса В. Усилитель, собранный на двух биполярных транзисторах различного типа проводимости, имеющих одинаковые параметры, получил название комплементарный усилитель. Транзистор VT1 открыт при положительных значениях сигнала, а транзистор VT2 – при отрицательных. При нулевом входном напряжении коллекторный ток отсутствует и мощность, рассеиваемая на транзисторах, близка к нулю. При выходной мощности 10 Вт каждый транзистор рассеивает мощность менее 10 Вт, максимально возможный коэффициент полезного действия схемы составляет 78%
Рис. 11.17. Двухтактный усилитель мощности, работающий в режиме класса В
Этой схеме присуще следующее свойство: выходной сигнал повторяет входной с разницей на величину падения напряжения UБЭ, на положительном интервале входного сигнала выходное напряжение примерно на 0,6 В меньше, чем входное, на отрицательном интервале наоборот. Для синусоидального входного сигнала выходной будет таким, как показано на рис. 11.11, а. Такое искажение сигнала называется переходным искажением. Для улучшения формы сигнала нужно немного сместить двухтактный каскад в состояние проводимости, как показано на рис.11.18.

Рис.11.18. Двухтактный усилитель, работающий в режиме класса АВ

Резисторы смещения R переводят диоды в состояние проводимости, благодаря чему этому напряжение на базе VT1 превышает входное напряжение на величину напряжения на диоде, а напряжение на базе VT2 на величину падения напряжения на диоде меньше, чем входное напряжение. При нулевом входном сигнале оба транзистора немного приоткрыты, их рабочие точки находятся в начале линейного участка входных характеристик (рис. 11.9). Резистор R выбран так, чтобы обеспечивался необходимый базовый ток в выходных транзисторах при пиковых значениях выходного сигнала. В этой схеме несколько увеличивается мощность, рассеиваемая на транзисторах, и уменьшается КПД. Для улучшения параметров схемы часто используют двухтактный усилитель мощности с операционным усилителем (рис.11.19). В схеме использована общая отрицательная обратная связь (резисторы R1 и R2), охватывающая оба каскада (на операционном усилителе и на биполярных транзисторах), благодаря которой схема создает настолько малые искажения, что часто не требует дополнительных цепей смещения для каскада на транзисторах VT1 и VT2. Поскольку напряжение на нагрузке RН примерно равно напряжению на выходе ОУ, то мощность на выходе усилителя ограничивается выходным напряжением ОУ.

Рис.11.19. Усилитель мощности с ОУ

Рассмотренный выше усилитель имеет один серьезный недостаток: он не обладает температурной стабильностью. При нагревании выходных транзисторов (они нагреваются, так как рассеивают мощность), напряжение uКЭ начинает убывать, а коллекторный ток покоя — возрастать. Выделяющееся при этом дополнительное тепло усугубляет положение и повышает вероятность того, что в схеме получится неконтролируемая тепловая положительная обратная связь (эта вероятность зависит от ряда факторов: насколько велик радиатор для отвода тепла, совпадает ли температура диодов с температурой транзисторов и т.д.). Для исключения этого эффекта используют схему с параметрической температурной стабилизацией режима (рис. 11.20). Для примера здесь показан случай, когда входной сигнал снимается с коллектора предшествующего каскада, резистор выполняет двойную функцию: он является коллекторным резистором транзистора VT1 и формирует ток для смещения диодов и смещающего резистора в основной двухтактной схеме. Резисторы R3 и R4 обычно имеют сопротивление несколько ом и ниже, они уменьшают влияние критического смещения тока покоя: напряжение между базами выходных транзисторов должно быть немного больше, чем удвоенное падение напряжения на диоде, дополнительное падение напряжения обеспечивает регулируемый резистор смещения R2 (иногда его заменяют еще одним диодом).

Рис.11.20. Усилитель с температурной параметрической стабилизацией режима

Падение напряжения на резисторах R3 и R4 составляют несколько десятых долей вольта, благодаря этому температурное изменение напряжения UБЭ не приводит к быстрому возрастанию тока (чем больше падение напряжения на R3 и R4, тем менее чувствителен к температуре усилитель) и схема работает стабильно. Стабильность увеличивается, если диоды имеют тепловой контакт с выходными транзисторами (размещены на их корпусе). Еще одно преимущество схемы состоит в том, что регулировка тока покоя позволит управлять величиной переходных искажений. При выборе тока покоя следует найти компромисс между уменьшением искажений и рассеиваемой мощностью в состоянии покоя. Составной транзистор. Если соединить транзисторы, как показано на рис. 11.21, то полученная схема будет работать как один транзистор, причем его коэффициент β будет равен произведению коэффициентов β составляющих транзисторов.

Рис.11.21. Составной транзистор

Этот прием полезен для схем, работающих с большими токами (например, для стабилизаторов напряжения или выходных каскадов усилителей мощности) или для входных каскадов усилителей, если необходимо обеспечить большой входной импеданс. Для улучшения параметров схемы между базой и эмиттером транзисторов включают резистор R, который предотвращает смещение транзистора VT2 в область проводимости за счет токов утечки транзисторов VT1 и VT2. Сопротивление резистора выбирают таким, чтобы токи утечки создавали на нем падение напряжения, не превышающее падение на диоде в предыдущей схеме, и вместе с тем, чтобы через него протекал ток, малый по сравнению с базовым током транзистора VT2. Обычно сопротивление R составляет несколько сотен ом в мощном составном транзисторе. Промышленность выпускает составные транзисторы в виде законченных модулей, включающих, как правило, и эмиттерный резистор.

Стабилизация режима усилителей класса АВ

предлагаемой вниманию читателей статье представлен способ автоматической регулировки напряжения смещения двухтактных усилителей для стабилизации тока, потребляемого усилителем при прохождении усиливаемого сигнала через ноль и в состоянии покоя.

К достоинствам статьи можно отнести методику расчёта и проверки стабильности режима выходного каскада УМЗЧ.

Усилители класса АВ наиболее распространены среди линейных усилителей мощности, поскольку позволяют сочетать высокую экономичность усилителей класса В с отсутствием искажений в усилителях класса А. Однако формирование необходимого для этого напряжения смещения транзисторов, поддерживающего плечи двухтактного каскада в режиме оптимального начального тока (тока покоя), было и остаётся основной проблемой построения таких усилителей, проблемой стабилизации их параметров. Объясняется это нестабильностью характеристик транзисторов, их зависимостью от температуры и уровня сигнала, а также от разброса и дрейфа параметров тех же транзисторов. В статье [1] речь идёт не столько о стабилизации, сколько об обеспечении «определённости» режима. Достигнутый практический уровень характеризует подборка схем в [2]. Из них и из других известных автору публикаций видно, что приемлемого схемотехнического решения стабилизации режима усилителей этого класса до сих пор нет; не сформулировано однозначного способа (правила, критерия, алгоритма) регулирования напряжения смещения, который позволял бы автоматически устанавливать оптимальное напряжение смещения мощных транзисторов. Одно из решений этой проблемы предлагается ниже.

Режим усилителей наиболее эффективно стабилизируют методами обратной связи путём измерения некоторой электрической величины, зависящей от напряжения смещения, сравнения её с эталонным значением и автоматического регулирования. Попытки регулировкой напряжения смещения стабилизировать ток покоя усилителей приводили или только к частичному решению задачи [3, 4], или к созданию усилителей [5], обладающих необходимой стабильностью, но проигрывающих высококачественным усилителям класса АВ по некоторым параметрам. Ток этих усилителей в момент прохождения усиливаемого сигнала через ноль — его называют начальным током — не равен току покоя усилителей; их правильнее отнести к усилителям с динамическим смещением. Для двухтактных усилителей со стабилизацией минимальных токов плеч [6], кроме того, опасно перевозбуждение. Только стабильные по всем параметрам усилители класса АВ можно считать совершенными, находящимися вне конкуренции.

Критерий оптимальности напряжения смещения усилителей класса АВ — стабильность начального тока, равного току покоя усилителя класса АВ и поддерживаемого автоматически.

Этот критерий оптимальности без его формулировки и без разделения понятий тока покоя и начального тока использован в [7]. Однако автор выбрал неудачную методику определения начального тока (в терминологии автора — тока покоя) путём его вычисления с помощью операционных усилителей как разницы между измеряемыми токами плеч и нагрузки. Кроме сложности реализации и довольно больших потерь мощности в измерительных резисторах, основной недостаток выбранной методики заключается в том, что погрешность определения может превосходить искомое значение. Развитием идей из [7] можно считать техническое решение [8], где достигнут хороший результат применительно к усилителям на полевых транзисторах, но недостаточно полно формулируются и выполняются требования, обязательные для любых усилителей класса АВ. Ниже подробно рассмотрен метод измерения начального тока с помощью детектора минимальных значений суммы токов в плечах двухтактного каскада.

Для того чтобы выявить возможность измерения начального тока в двухтактном каскаде на фоне меняющихся сигналов, рассмотрим изменения токов в плечах такого каскада и их суммы в предположении, что ток сигнала в нагрузке изменяется по простейшему синусоидальному закону:

Здесь iн — мгновенное значение тока нагрузки; Im — его амплитуда; α = Ωt — фазовый угол; Ω — рабочая частота; t — время.

Характер изменения токов в плечах двухтактного каскада изображён на рис. 1 ,а, а суммы абсолютных значений токов — на рис. 1 ,б.

Ток нагрузки в двухтактном каскаде определяется разностью токов плеч или суммой абсолютных значений приращений токов плеч

При малых токах сигнала оба плеча усилителя работают в линейном режиме класса А. Приращения токов плеч по абсолютной величине равны половине тока нагрузки:

|Δi1| + lΔi2| = 0,5iн = 0,5lmsinα,

и выражения для токов плеч будут иметь вид

Здесь и далее через α0 обозначен фазовый угол, при превышении которого усилитель переходит из режима класса А в режим с отсечкой тока в плече.

Если все токи нормировать по отношению к максимальному току нагрузки (нормированные токи обозначены жирным шрифтом)

Iнач/Im = Iнач и Im/Im = 1 то

При α = α0 ток второго плеча уменьшается до нуля, т. е.

iнач — 0,5sinα0 = 0.

Из этого определяем α0 = arcsin2IНАЧ.

В режиме отсечки тока в одном плече ток нагрузки определяется приращениями тока другого плеча:

При α ≥ π/2 характер изменения токов повторяется в обратном порядке, а при α >π меняется знак тока нагрузки и его формирование производится другим плечом (см. рис. 1).

Сумма токов плеч

имеет постоянное минимальное значение, определяемое только начальным током усилителя

(i1 + i2)мин = 2Iнач.

Это даёт возможность сформулировать способ стабилизации: для стабилизации режима усилителя класса АВ при любом желаемом начальном токе необходимо и достаточно стабилизировать минимальное значение суммы токов плеч, равное двукратному значению начального тока одного плеча.

Обобщённая структурная схема

На рис. 2 приведена простейшая схема усилителя со стабилизацией на-чальноготокапо предлагаемому способу. Она получена доработкой схемы из [4] путём включения в неё резистора R13 и пикового детектора на транзисторе VT8. Импульсы напряжения на резисторе R13 максимальны при минимальном суммарном напряжении на резисторах R10 и R11, т. е. в режиме покоя усилителя и при прохождении сигнала через ноль. Эмиттерным током транзистора VT8 заряжается конденсатор C3 до напряжения, чуть ниже максимального напряжения на резисторе R13. При этом напряжение на входе регулятора напряжения смещения VT3 тем больше, чем меньше суммарное напряжение на резисторах R10 и R11. При уменьшении начального тока транзисторов VT6 и VT7 напряжение смещения возрастает, а при их возрастании — уменьшается. В результате начальный ток транзисторов оконечного каскада стабилизируется на уровне тока покоя.

Вне зависимости от конкретного исполнения, будь то трансформаторный или бестрансформаторный усилитель с параллельным или последовательным включением плеч, можно назвать обязательные для стабилизации его режима элементы. Эти элементы изображены на рис. 3, часть которых применяется, в частности, в усилителе, схема которого изображена на рис. 2. В обобщённую схему входят сам усилитель и регулятор напряжения смещения, за исключением нагрузки R„. Регулятором напряжения смещения служит транзистор VT3 с резистором R6.

Датчиками 1 и 2 токов в двух плечах усилителя на рис. 2 являются резисторы R10 и R11; суммирующее устройство реализовано последовательным включением этих резисторов: с них снимается напряжение, пропорциональное сумме токов. С помощью транзистора VT3 минимальное суммарное напряжение инвертируется в максимальное напряжение на резисторе R13. Детектирование этого напряжения осуществляется транзистором VT8 с RC-цепью R12С3.

Все эти элементы целесообразно объединить в специальный модуль стабилизации, поскольку именно ими в комплексе стабилизируется любой заданный начальный ток усилителя и обеспечивается равенство этого тока току покоя. В усилении сигнала эти элементы не участвуют. Ниже дано описание более сложного модуля стабилизации, предназначенного для симметричной схемы усилителя с датчиками тока, вынесенными к цепям питания.

Выбор начального тока

Обеспечивая возможность стабилизации начального тока, необходимо обосновать выбор его оптимального значения и допустимого интервала изменения. Для выбора оптимального тока Iнач рассмотрим зависимости основных параметров усилителя класса АВ от начального тока, меняющегося в максимальных пределах, т. е. от нуля (класс В) до 0,5Im (класс А) и от амплитуды тока сигнала.

Расчётные графики зависимости этих параметров от начального тока усилителя изображены на рис. 4,а.

Кривая КПД характеризует зависимость максимального коэффициента полезного действия усилителя от выбранного значения начального тока. При его увеличении максимальный КПД снижается от значения 0,785, свойственного усилителям класса В, до 0,5,свойственного усилителям класса А.

Кривая Pтепл/Pвых макс рахактеризует максимальную тепловую мощность, выделяемую на выходных транзисторах, от выбранного начального тока усилителя. При начальном токе Iнач ≥ 0,13Im, максимальная тепловая мощность определяется именно этимтокомв состоянии покоя усилителя (восходящий прямолинейный участок кривой). При меньшем начальном токе максимальная тепловая мощность определяется в основном мощностью от переменного тока сигнала, выделяемой на усилительных транзисторах. Для усилителей класса В (при Iнач = 0) максимум тепловой мощности достигает 0,405Рвых макс.

Кривая tмин/T характеризует относительную продолжительность (в долях периода) минимума суммы токов плеч в зависимости от начального тока:

tмин/T = α0/(π/2) = 2α0/С = (2arcsin (2Iнач))/π.

Эта зависимость характеризует необходимое быстродействие (время считывания) детектора минимальных значений. Продолжительность минимума суммы токов тем больше, а требования к пиковому детектору соответственно тем ниже, чем больше начальный ток. В классе А пиковый детектор вообще не нужен. С уменьшением начального тока требования к пиковому детектору, естественно, возрастают.

На рис. 4,б изображена зависимость тепловой мощности, выделяемой на усилительных транзисторах, от тока сигнала при разных начальных токах усилителя. На этих кривых наглядно видна зона оптимальных значений начального тока. Ею можно считать ток от 0 до 0,1Im. При максимальном токе этого диапазона гарантированно отсутствуют искажения типа «ступенька», а тепловая мощность, выделяющаяся на транзисторах в режиме покоя, не превосходит мощности, выделяемой на них в режиме сильного сигнала. Во всём возможном интервале значений токов сигнала она колеблется вокруг значения 0,4Рвых макс и максимально превосходит максимальную тепловую мощность усилителей класса В только на 10%, оставаясь меньше максимальной тепловой мощности усилителей класса А в 4,5 раза. Максимальный КПД усилителя с таким начальным током равен 77 %, что только на 2 % ниже, чем в усилителях класса В. Дальнейшее увеличение начального тока, хотя и допустимо, не даёт никакого энергетического выигрыша и почти не снижает искажений. Уменьшение же начального тока желательно с точки зрения снижения тепловых потерь мощности в режиме покоя. Целесообразность этого решает разработчик. Непосредственная стабилизация начального тока устраняет опасность работы с напряжениями смещения, полностью закрывающими усилитель, и тем самым опасность разрыва цепи общей отрицательной обратной связи (ООС). Нелинейные искажения уменьшаются посредством ООС и могут быть проконтролированы при налаживании усилителя. Начальный ток усилителя при этом может быть установлен значительно меньшим, чем 0,1Im.

Верхняя часть динамического диапазона усиливаемых сигналов, выводящих выходной каскад из режима класса А в режим класса АВ, связана соотношением Im/(2Iнач) При начальном токе 0,1Im она составляет 14 дБ, а при начальном токе 0,05Im — 20 дБ. Если мы посмотрим осциллографом усиливаемый сигнал, то увидим пиковые значения, на 14…20 дБ превышающие среднеквадратический уровень звуковых сигналов. Это означает, что если максимальная выходная мощность усилителей используется для неискажающего воспроизведения именно этих пиков, то большую часть времени усилитель работает при относительно малых уровнях сигнала, т. е. в режиме класса А. Этим оправдывается снижение тока покоя и, соответственно, потребляемой мощности в этом режиме. Максимальное значение начального тока рекомендуемого интервала выделено на рис. 4,а штриховкой.

На рис. 5 представлена схема высококачественного усилителя средней мощности, нагрузкой которого может служить акустическая система S-30.

При рассмотрении схемы можно считать замкнутыми попарно выводы 1 и 3, а также 4 и 6 модуля стабилизации. Выводы 2 и 5 являются противофазными выходами для управления регуляторами напряжения смещения.

Особенностями самого усилителя являются использование мощных полевых транзисторов в выходном каскаде и симметричность структуры для обеих полярностей усиливаемого сигнала. Напряжение смещения для полевых транзисторов образуется на резисторах R17 и R18 токами транзисторов VT1 и VT2, а их автоматическая регулировка — синхронной регулировкой токов предварительных каскадов усилителя транзисторами VT3 и VT4. Резисторы Rl9 и R20 служат для повышения динамической стабильности транзисторов, элементы С10, R21, R22 и L1 — для коррекции частотной характеристики системы с комплексным характером нагрузки.

Модуль стабилизации для симметричной схемы усилителя имеет изолированные от нагрузки измерители тока плеч, а в качестве источника образцового напряжения используется общий источник питания; кроме того, модуль имеет два противофазных выхода. Его схема изображена на рис. 6.

Измерительными датчиками минимального тока в плечах выходного каскада служат резисторы R1 и R3, шунтированные, как и в схеме на рис. 2, кремниевыми диодами VD1 и VD2 для обхода большим током нагрузки. Для суммирования используются уменьшенные копии этих токов, сформированные транзисторами VT3 и VT4 с токозадающими резисторами R4 и R5. Транзисторы VT1 и VT2 служат для компенсации напряжения база-эмиттер транзисторов VT3 и VT4. Благодаря этому напряжение на резисторах R4 и R5 можно считать равным напряжению на резисторах R1 и R3, а коэффициент передачи тока от измерителей к копирующим каскадам равным отношению сопротивлений резисторов R1 к R4 и R3 к R5.

Суммирующее устройство реализовано на резисторе R7. Масштабируемая копия тока нижнего плеча выходного каскада подаётся на него непосредственно через коллектор VT4, а соответствующая тому же масштабу копия тока верхнего плеча — транзистором VT3 через токовое зеркало на транзисторах VT5, VT6 с резисторами R6 и R8. Токи транзисторов VT4 и VT6 суммируются с током транзистора VT8 на резисторе R7. Минимум суммы токов VT4 и VT6 при этом превращается в максимум тока VT8, т. е. в максимум напряжения на резисторе R12 при прохождении усиливаемого сигнала через ноль и в режиме покоя усилителя.

В состоянии покоя это напряжение постоянно и максимально. По мере роста амплитуды сигнала оно получает сначала небольшие и редкие, затем глубокие и длительные провалы, приобретая вид хаотичной кривой, вершинами привязанной к максимальным значениям напряжения. Наиболее глубокие провалы соответствуют наибольшей амплитуде сигнала, наибольшая длительность провалов — наиболее низким усиливаемым частотам; плоские вершины соответствуют работе усилителя в режиме класса А, центры вершин — моментам перехода усиливаемого сигнала через ноль.

Пиковый детектор на транзисторе VT7 быстро заряжает конденсатор С1 до напряжения, чуть меньшего (на ΔUбэ ≈ 0,6 В) максимального напряжения на резисторе R12. Постоянная времени τзар ≈ C1·R12/h21Э7, где h21Э7 — коэффициент передачи тока базы транзистора VT7. Разрядка происходит медленнее. Её постоянная времени τраз ≈ C1·R11.

Отношение τзар/τраз = R12/(R11·h21Э7) должно быть не более относительной продолжительности минимума суммы токов плеч, поскольку зарядка (считывание информации о минимуме суммы токов) должна производиться возможно быстро, а разрядка (хранение этой информации до следующего считывания) должна быть возможно длительной: τзар/τраз ≤ tмин/T.

Наиболее тяжёлый режим работы пикового детектора — режим максимального сигнала на нижней усиливаемой частоте Fн когда провалы напряжения на резисторе R12 максимальны и по глубине, и по длительности. По допустимой амплитуде пульсаций на конденсаторе С1 в этом режиме δп, выраженной в процентах, при известном сопротивлении разрядки (R11 в схеме рис. 6) можно рассчитать и минимальную ёмкость этого конденсатора

Напряжение на этом конденсаторе в режиме покоя усилителя постоянно. В режиме усиления это напряжение приобретает на месте провалов входного напряжения неглубокие (измеряемые единицами или долями процентов) пилообразные импульсы при выходе усилителя из режима класса А, с медленным спадом и быстрым возвратом к максимальному значению в режиме класса А. Это напряжение в среднем остаётся пропорциональным начальному току усилителя и служит управляющим напряжением регуляторов смещения.

Пульсации управляющего напряжения неизбежно вносят на низших частотах сигнала небольшие искажения. Но эти искажения тем меньше, чем больше ёмкость накопительного конденсатора детектора; они вносятся только в сильный сигнал, выводящий усилитель из класса А, а в симметричной схеме, как наша, взаимно компенсируются плечами усилителя. В экспериментальном усилителе эти искажения никак не ощущаются.

В коллекторную цепь транзистора VT7 включена цепь C2R9, точно такая же, как и в эмиттерную — C1R11. Это позволяет получить второй противофазный выход модуля стабилизации. Резистор R10 служит для ограничения бросков тока транзистора VT7 при переходных процессах. Установка начального тока усилителя возможна выбором равных резисторов R1 и R3, а также подбором резистора R7 или R12. Режим стабилизации этого тока не требует впоследствии какой-либо подстройки.

Пример расчёта элементов стабилизации

Выбранная акустическая система рассчитана на выходную мощность до 30 Вт. При номинальном её электрическом сопротивлении 4 Ом и выходной мощности усилителя 15 Вт амплитуда тока составит 2,74 А. Максимальное рекомендуемое значение начального тока, равное току покоя выходных транзисторов, составляет Iнач макс = 0,1Im = 0,274А. Выбираем Iнач = 0,1 А.

Нормированное значение Iнач = Iнач/Im = 0,1/2,74 = 0,0365

Поскольку расчёту подлежит замкнутая система с обратной связью, все элементы которой зависят друг от друга, мысленно разорвём её в точке соединения собственно усилителя и модуля стабилизации. Зададимся удобным для работы номинальным напряжением управления регуляторами смещения, которое должно устанавливаться в этой точке в линейном режиме при выбранном начальном токе (токе покоя) Uупр = 10 В. Это даёт возможность рассчитывать элементы двух схем независимо друг от друга.

В самом усилителе (см. рис. 5) для выбранных полевых транзисторов измеренное пороговое напряжение составляет 3,5…3,8 В. При указанных на схеме сопротивлениях резисторов R17 и R18 такое напряжение достигается при токе транзисторов VT1 и VT2 в интервале 7,45…8,01 мА. Примерно такие же токи должны иметь транзисторы VT5 и VT6. Токи транзисторов VT3 и VT4 равны сумме токов VT1 и VT3 или VT2 и VT4; примем их равными 15 мА. При этом сопротивление резисторов R5 = R6 = (Uупр — ΔUбэ)/IVT3 = (10 — 0,6)/15·10-3 ≈ 620 Ом.

Неравенство порогового напряжения транзисторов VT7 и VT8 и соответствующих токов транзисторов VT1 и VT2 достигается автоматически действием ООС через резистор R13, обеспечивающей равенство токов стока транзисторов VT7 и VT8.

Переходим к расчёту элементов модуля стабилизации (см. рис. 6). Сопротивление резисторов R1 и R3 выбираем таким, чтобы рабочее напряжение на них, обусловленное удвоенным начальным током, было заведомо меньше напряжения открывания (0,6 В) мощных кремниевых диодов VD1 иVD2: R1 = R3 < Uотк/(2Iнач) = 0,6/(2·0,1) = 3 Ом.

Выбираем R1 = R3 = 2 Ом.

Рабочее напряжение на этих резисторах в состоянии покоя усилителя, контролируемое при его настройке (правильнее сказать — при проверке настраивать нечего), составит UR1 = UR3 = Iнач·R1 = 0,2 В.

При выбранных значениях R4 = R5 = 100 Ом токи транзисторов VT3 и VT4 будут уменьшенными в 50 раз копиями токов плеч усилителя. В режиме молчания и при переходе сигнала через ноль они будут равны 2 мА. Максимальное значение этих токов, равное 7 мА, определяется максимальным напряжением (0,7 В) на диодах VD1 и VD2. Сопротивление резистора R7 выбираем из условия, что максимальным током одного из транзисторов VT3 или VT4 при прохождении достаточно сильного сигнала каскад на транзисторе VT8 может закрываться: R7 = Eпит/(2·Iмакс) = 60/(2·7) = 4,3 кОм. Не опасно, если максимальные токи если максимальные токи транзисторов VT3 и VT4 будут несколько больше или меньше 7 мА. Они не несут информации о начальном токе усилителя, а транзистор VT8 или закрыт, или его ток минимален. В режиме молчания или при прохождении напряжения сигнала через ноль транзистор VT8 открыт и его коллектор- ный ток максимален:

IVT8 макс = (0,5·Eпит — ΔUбэ)/R7 — 2Iнач/50 = (0,5 · 60 — 0,6)/4,3 — (2 · 100)/50 = 3 мА.

При этом токе формируется номинальное напряжение управления регуляторами напряжения смещения. Сопротивление резистора R12 определяем из условия, что постоянное напряжение на нём в режиме молчания или пульсирующее в момент перехода усиливае-

мого сигнала через ноль будет на ΔUбэ больше, чем управляющее напряжение:

R12 = (Uупр + ΔUбэ)/IVT8 макс = (10 + 0,6)/3 = 3,6 кОм

Численный расчёт минимальной ёмкости конденсатора С1 по формуле, приведённой в предыдущем разделе, при Fн = 20 Гц и δп = 3 % даёт 82 мкФ. Применённые конденсаторы С1 и С2 имеют меньшую ёмкость, но она увеличена вдвое конденсаторами С4 и С5 самого усилителя (рис. 5).

Проверяем быстродействие пикового детектора:

τзар/τраз = R12/(R11·h21Э7) = 3600/(10000 · 100) = 0,0036;

tмин/T = (2 · arcsin (2 · 0,0365))/π = 0,0465.

Соотношение τзар/τраз ≤ tмин/T выполняется с запасом.

Выведем формулу для проверочного расчёта начального тока по выбранным и заданным параметрам элементов схемы. Ток покоя (он же начальный) мощных транзисторов определяется их напряжением смещения, которое при высокой или очень высокой крутизне восходящих участков характеристик полевых транзисторов не сильно отличается от порогового напряжения этих транзисторов, поэтому будем считать, что при любом начальном токе напряжение смещения примерно равно пороговому.

Учитывая, что токи транзисторов VT3 и VT4 (нарис. 5) делятся транзисторами дифференциальных каскадов пополам, имеем

Второе равенство равносильно первому, поскольку R5 = R6 и R17 = R18.

По схеме на рис. 6 можем записать

Решая эти выражения совместно, получим для усилителя в целом

Здесь введены дополнительные индексы для обозначения узла, к которому принадлежит тот или иной резистор: мс — модуль стабилизации, ус — собственно усилитель.

Численный расчёт с подстановкой в формулу данных усилителя при Uпор = 3,5 В даёт значение Iнач = 102,5 мА при допустимой погрешности. Но особенно ценна возможность с помощью этой формулы оценить влияние на начальный ток усилителя дрейфа тех или иных параметров элементов усилителя и, в первую очередь, порогового напряжения полевых транзисторов. Совершенно недопустимое для многих усилителей изменение Uпор транзисторов на ±20 % привело бы к выходу их из строя или к сильным искажениям сигнала. В нашем случае оно только меняет начальный ток усилителя на ±12,5 %, что вполне допустимо и скорее всего даже не будет замечено слушателями.

Конструкция и детали

Усилитель выполнен на базе конструкции «Радиотехника У-101-стерео». Две печатные платы усилителя, соответствующие чертежу на рис. 7, устанавливают вместо печатных плат модулей УНЧ-50-8 на теплоотводы базового усилителя. Оконечные транзисторы VT7 и VT8 закрепляют на изолированныхтепло-отводах без дополнительной изоляции. Оксидные конденсаторы усилителя — К50-35, С7 — неполярный Jamicon NK, остальные — К10-17. Резисторы R19 и R20 — С5-16МВ, остальные — С2-33Н. Бескаркасный дроссель L1 от модуля УНЧ-50-8 содержит 16 витков провода ПЭВ-11,3, намотанных в два слоя с внутренним диаметром 5 мм.

Платы модулей стабилизации, чертёж которых изображён на рис. 8, устанавливают перпендикулярно на платы усилителя; они крепятся своими выводами 1-6. Конденсаторы — К50-35, резисторы — С2-33Н.

Кажущаяся поначалу сложность модуля стабилизации оправдывается действенностью предлагаемого способа стабилизации, лёгкостью расчёта и малой потребляемой мощностью этого модуля, атакже практически отсутствием необходимости налаживания усилителя. Это подтверждается и безупречной работой экспериментального усилителя в течение несколькихлет. Такая стабилизация режима мощных каскадов может быть применена как в усилителях высокого класса и повышенной надёжности, так и в большинстве транзисторных усилителей, в устройствах контроля, измерения и автоматики.

1. Грошев В. Я. Методы обеспечения определённости и стабильности начального режима двухтактных усилителей на биполярных транзисторах. — Радиотехника, 1989, № 2.

2. Сухов Н. Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками. — С.-Пб.: Наука и техника, 2012.

3. Моисеев В. К., Егоров Н.Н. Бестрансформаторныйдвухтакт-ный усилитель. Авт. свид. № 307487. БИ № 20, 1971.

4. Ефремов В. С. Бестрансформаторный транзисторный двухтактный усилитель классаАВ. Авт. свид. № 663073. БИ № 18, 1979.

5. Компаненко Л. Усилитель мощности с «нулевым» током покоя выходного каскада. — Радио, 2004, № 1,с. 18, 19.

6. Ефремов В. С. Двухтактные усилители со стабилизацией минимальных токов плеч. В сб. Полупроводниковая электроника в технике связи, вып. 23. — М.: Радио и связь, 1983.

7. Терешин В. Стабилизация тока покоя в усилителях мощности ЗЧ. — Радио, 1987, № 3, с. 33-35.

8. Мулындин А. Стабилизация тока покоя УМЗЧ с полевыми транзисторами. — Радио, 2008, № 10, с. 9.