Как работает драйвер с бутстрепной емкостью
Некоторые из управляющих ИС International Rectifier включают схемы детектирования пониженного напряжения VBS для гарантирования того, что ИС не запустит МОП ПТ, если напряжение VBS упадет ниже определенного уровня ( значение VBSUV в справочных листах). Это предотвратит работу МОП ПТ в режиме рассеяния большой мощности.
Это напряжение питания VBS является плавающим напряжением, привязанным к верхнему уровню напряжения VS (которое в большинстве случаев имеет форму высокочастотных прямоугольных импульсов).
Существует много способов генерации плавающего напряжения VBS, одним из которых является описанный здесь бустрепный метод. Этот метод имеет преимущества вследствие простоты и дешевизны реализации, однако на его применение накладываются некоторые ограничения, скважность и время включения ограничены требованиями подзарядки бустрепного конденсатора (длительное время включения и высокие коэффициенты заполнения требуют наличия схемы зарядового насоса -см. статью по применению А N 978).
Бустрепный источник питания формируется комбинацией диода и конденсатора ( как показано на рис.1).
Рис. 1. Бустрепный контур диод/конденсатор для управляющих ИС фирмы IR
Схема работает следующим образом. Когда VS понижается до потенциала земли (из-за МОП ПТ нижнего уровня или вследствие нагрузки, в зависимости от конфигурации схемы) бустрепный конденсатор (Cbs) заряжается через бустрепный диод (DBS) от источника питания 15 В (VCC). Таким образом обеспечивается требуемая величина VBS.
2. Факторы влияющие на бустрепный источник питания
Существует пять влияющих факторов определяющих требования по питанию от СBS конденсатора.
- Заряд затвора необходимый для насыщения МОП ПТ.
- Igbs — ток покоя для контура драйвера верхнего уровня.
- Токи в схеме сдвига уровня управляющей ИС.
- Прямой ток утечки затвор-исток МОП ПТ.
- Ток утечки бустрепного конденсатора .
Фактор 5 относится только к случаю, когда конденсатор является электролитическим и может быть проигнорирован при использовании других типов конденсаторов. Поэтому всегда лучше по возможности использовать не электролитический конденсатор.
3.Расчет номинала бустрепного конденсатора
Следующее уравнение опеределяет минимальный заряд, необходимый для питания бустрепного конденсатора:
| QbS = 2Qg + | I qbs (max) | + Qls + | I Cbs (ут.) | ( 1 ) |
| ———————- | ———————- | |||
| f | f |
где Qg — заряд затвора МОП ПТ верхнего уровня I cbs (ут) — ток утечки бустрепного конденсатора Qls — заряд сдвига уровня необходимый для одного цикла = 5 нК (500 В/600 В ИС) или 20 нК (1200 В ИС)
Бустрепный конденсатор должен быть в состоянии обеспечить этот заряд и сохранить свое полное напряжение, иначе будут наблюдаться значительные пульсации напряжения Vbs, которое может упасть ниже порога срабатывания Vbsuv, что приведет к прекращению управления через выход НО.
Поэтому, заряд конденсатора должен Cbs должен минимум вдвое превышать значение, полученное из уравнения (1). Минимальное значение емкости конденсатора может быть рассчитано из уравнения (2):
| C > | 2 [ 2Qg + | Iqbs (max) | + Qls + | Icbs (ут.) | ] | (2) |
| ————- | ————- | |||||
| f | f | |||||
| ———————————————————— | ||||||
| Vcc — Vf — VLS | ||||||
где Vf — прямое падение напряжения на бустрепном диоде V LS — падение напряжения на МОП ПТ низкого уровня (или на нагрузке для драйвера верхнего уровня).
Важное замечание:
Значение емкости конденсатора Cbs , полученное из уравнения (2), является минимально необходимым, однако, из-за принципа работы бустрепного контура, использование конденсатора с низкими значениями номинала может привести к перезаряду, что в свою очередь может повлечь выход из строя ИС.
Поэтому, для того, чтобы свести к минимуму риск перезаряда, а также уменьшить пульсации напряжения Vbs, значение Cbs, полученное из уравнения (2), следует умножить на 15 (чисто практический метод).
Конденсатор Cbs заряжается только тогда, когда выключен транзистор верхнего уровня, а напряжение Vs падает до потенциала земли. Поэтому, время включения ключа нижнего уровня (или время выключения ключа верхнего уровня для драйвера верхнего уровня) должно быть достаточным для того, чтобы заряд при разрядке конденсатора Cbs драйвером верхнего уровня мог быть полностью восстановлен. Следовательно, имеется, по-существу, минимальное время включения ключа нижнего уровня ( или время выключения ключа верхнего уровня в драйвере верхнего уровня). Кроме того, в конфигурации ключа верхнего уровня, где нагрузка является частью цепи движения заряда, импеданс нагрузки может оказывать значительный эффект на зарядку бустрепного конденсатора Cbs — если импеданс нагрузки слишком велик, то конденсатор будет не в состоянии зарядиться до достаточной величины и тогда может потребоваться схема зарядового насоса (см. статью по применению А N 978).
4. Выбор бустрепного диода
Бустрепный диод (Dbs) необходим для того, чтобы можно было блокировать полное напряжение шины источника питания, которое образуется, когда включается транзистор верхнего уровня. Это должен быть диод с быстрым восстановлением для минимизации величины заряда, поступающего обратно из бустрепного конденсатора в источник питания Vcc , а также важна величина тока утечки при высокой температуре, если конденсатор должен сохранять заряд в течение длительного периода времени. Номинальное значение тока диода получают произведением заряда, рассчитанного из уравнения (1) и частоты переключения.
| VRRM = напряжению шины источника питания |
| max trr = 100 нс |
| IF = Qbs f |
5. Советы по топологии контура
Бустрепный конденсатор должен быть всегда размещен как можно ближе к выводам ИС (как показано на рисунке 2):
Рис.2. Рекомендуемая схема расположения бустрепных компонентов
Наконец для обеспечения хорошей локальной развязки должен быть использован по меньшей мере один конденсатор ESR (эквивалентного последовательного сопротивления) с низкими значениями емкости и других параметров, например, если в качестве бустрепного конденсатора используется алюминиевый электролитический конденсатор, то вблизи выводов ИС должен находиться отдельный керамический конденсатор.
Если же в качестве бустрепного конденсатора используется керамический или танталовый конденсатор, то этого уже само по себе достаточно для локальной развязки.
G5 HVIC — новое поколение высоковольтных силовых управляющих ИС (Принцип работы бутстрепной схемы для полумостового каскада)
Пятое поколение высоковольтных микросхем HVIC (HighVoltage Integrated Circuit) компании International Rectifier для управления транзисторами и мостами имеет ряд дополнительных функциональных возможностей, более высокую степень интеграции, более низкую стоимость. Данная статья поможет разработчику в выборе наиболее подходящей микросхемы для управления мощным силовым каскадом с напряжением питания до 600 или 1200 В.
Драйверы MOSFET- и IGBT транзисторов предназначены для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами, коммутирующими нагрузку. Драйверы – это основная группа высоковольтных ИС International Rectifier. К ней также можно отнести контроллеры электронных балластов.
Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и схем управления. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами нужно еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены новые мощные драйверы MOSFETи IGBT-транзисторов фирмы International Rectifier. Драйверы IR имеют высокие выходные токи (до ±4 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Выпускаемые International Rectifier управляющие микросхемы предназначены для работы в любых конфигурациях силовых каскадов в диапазоне мощности до 3-5 кВт.
.
БУТСТРЕПНАЯ СХЕМА УПРАВЛЕНИЯ
Часто из-за слишком большого входного напряжения для транзисторов верхнего плеча применяется относительно простая и недорогая бутстрепная схема управления (схема с «плавающим» источником питания). В такой схеме длительность управляющего импульса ограничена величиной бутстрепной емкости. Кроме того, необходимо обеспечить условия для его постоянного заряда с помощью высоковольтного быстродействующего каскада сдвига уровня. International Rectifier применяет свою запатентованную схему каскада сдвига уровня на высоковольтных транзисторах MOSFET. Каскад сдвига уровня передает логический сигнал схеме управления транзисторам верхнего плеча. International Rectifier выпускает драйверы, рассчитанные на перепад напряжения до 600 В (серия IR21xx и новая серия IRS21xx) и до 1200 В (серия IR22xx и новая серия IRS22xx). Каскад сдвига уровня содержит генератор, формирующий короткие импульсы, совпадающие с фронтами входного логического сигнала, дискриминатор импульсов и RS-триггер (защелку) для формирования сигнала управления выходным транзистором верхнего плеча. Такое построение схемы управления позволяет резко снизить ток потребления верхнего каскада драйвера.
В статье приведена таблица замен для высоковольтных микросхем предыдущего поколения из новых серий G5 HVIC (IRS2001, IRS2011, IRS2101, IRS2106, IRS21064, IRS2110, IRS2112, IRS2113, IRS2181, IRS2184, IRS2186, IRS21664, IRS2301, IRS2003, IRS2004, IRS20124, IRS20955, IRS2103, IRS2104, IRS2108, IRS21084, IRS2109, IRS21091, IRS21094, IRS2111, IRS2153D, IRS21531D, IRS2166D, IRS2168D, IRS2183, IRS21384, IRS2184, IRS21844, IRS2302, IRS2304, IRS2308, IRS2540, IRS2541, IRS2117, IRS2118, IRS2127, IRS2128, IRS21851, IRS4426, IRS4427, IRS4428, IRS2453D)
Упрощенная структура полумостового силового каскада с высоковольтным драйвером (HVIC)
Принцип работы бутстрепной схемы для полумостового каскада (нажать для увеличения)
Как работает драйвер с бутстрепной емкостью
Добрый день.
Хочу собрать мостовой инвертор на 50Гц на IGBT- транзисторах . В качестве драйвера верхнего ключа буду использовать IRS21853. По предварительным прикидкам
величина бутстрепной емкости для драйвера верхнего ключа для этой частоты должна быть минимум 100мкф, точнее не считал т.к. не совсем разобрался с размерностями величин для подстановки в формулу, что дает производитель. Кстати может кто-нибудь поделится опытом расчетов этой емкости? Может быть есть упрощенная методика , а то у IRF довольно мудреная формула, был бы очень признателен.
Но вопрос не в этом, хочу спросить у уважаемого сообщества , применял ли кто нибудь такие драйверы на столь низкой частоте? Нет ли там каких-либо подводных камней в связи с такой большой емкостью? А то у меня практический опыт разработки в этой области небогатый, в основном больше по ремонту. Не хотелось бы наступать на заведомо известные грабли
Выбор бустрепных компонентов для управляющих ИС
Некоторые из управляющих ИС International Rectifier включают схемы детектирования пониженного напряжения VBS для гарантирования того, что ИС не запустит МОП ПТ, если напряжение VBS упадет ниже определенного уровня ( значение VBSUV в справочных листах). Это предотвратит работу МОП ПТ в режиме рассеяния большой мощности.
Это напряжение питания VBS является плавающим напряжением, привязанным к верхнему уровню напряжения VS (которое в большинстве случаев имеет форму высокочастотных прямоугольных импульсов).
Существует много способов генерации плавающего напряжения VBS, одним из которых является описанный здесь бустрепный метод. Этот метод имеет преимущества вследствие простоты и дешевизны реализации, однако на его применение накладываются некоторые ограничения, скважность и время включения ограничены требованиями подзарядки бустрепного конденсатора (длительное время включения и высокие коэффициенты заполнения требуют наличия схемы зарядового насоса -см. статью по применению А N 978).
Бустрепный источник питания формируется комбинацией диода и конденсатора ( как показано на рис.1).
Рис. 1. Бустрепный контур диод/конденсатор для управляющих ИС фирмы IR
Схема работает следующим образом. Когда VS понижается до потенциала земли (из-за МОП ПТ нижнего уровня или вследствие нагрузки, в зависимости от конфигурации схемы) бустрепный конденсатор (Cbs) заряжается через бустрепный диод (DBS) от источника питания 15 В (VCC). Таким образом обеспечивается требуемая величина VBS.
2. Факторы влияющие на бустрепный источник питания
Существует пять влияющих факторов определяющих требования по питанию от СBS конденсатора.
- Заряд затвора необходимый для насыщения МОП ПТ.
- Igbs — ток покоя для контура драйвера верхнего уровня.
- Токи в схеме сдвига уровня управляющей ИС.
- Прямой ток утечки затвор-исток МОП ПТ.
- Ток утечки бустрепного конденсатора .
Фактор 5 относится только к случаю, когда конденсатор является электролитическим и может быть проигнорирован при использовании других типов конденсаторов. Поэтому всегда лучше по возможности использовать не электролитический конденсатор.
3.Расчет номинала бустрепного конденсатора
Следующее уравнение опеределяет минимальный заряд, необходимый для питания бустрепного конденсатора:
| QbS = 2Qg + | I qbs (max) | + Qls + | I Cbs (ут.) | ( 1 ) |
| ———————- | ———————- | |||
| f | f |
где Qg — заряд затвора МОП ПТ верхнего уровня I cbs (ут) — ток утечки бустрепного конденсатора Qls — заряд сдвига уровня необходимый для одного цикла = 5 нК (500 В/600 В ИС) или 20 нК (1200 В ИС)
Бустрепный конденсатор должен быть в состоянии обеспечить этот заряд и сохранить свое полное напряжение, иначе будут наблюдаться значительные пульсации напряжения Vbs, которое может упасть ниже порога срабатывания Vbsuv, что приведет к прекращению управления через выход НО.
Поэтому, заряд конденсатора должен Cbs должен минимум вдвое превышать значение, полученное из уравнения (1). Минимальное значение емкости конденсатора может быть рассчитано из уравнения (2):
| C > | 2 [ 2Qg + | Iqbs (max) | + Qls + | Icbs (ут.) | ] | (2) |
| ————- | ————- | |||||
| f | f | |||||
| ———————————————————— | ||||||
| Vcc — Vf — VLS | ||||||
где Vf — прямое падение напряжения на бустрепном диоде V LS — падение напряжения на МОП ПТ низкого уровня (или на нагрузке для драйвера верхнего уровня).
Важное замечание:
Значение емкости конденсатора Cbs , полученное из уравнения (2), является минимально необходимым, однако, из-за принципа работы бустрепного контура, использование конденсатора с низкими значениями номинала может привести к перезаряду, что в свою очередь может повлечь выход из строя ИС.
Поэтому, для того, чтобы свести к минимуму риск перезаряда, а также уменьшить пульсации напряжения Vbs, значение Cbs, полученное из уравнения (2), следует умножить на 15 (чисто практический метод).
Конденсатор Cbs заряжается только тогда, когда выключен транзистор верхнего уровня, а напряжение Vs падает до потенциала земли. Поэтому, время включения ключа нижнего уровня (или время выключения ключа верхнего уровня для драйвера верхнего уровня) должно быть достаточным для того, чтобы заряд при разрядке конденсатора Cbs драйвером верхнего уровня мог быть полностью восстановлен. Следовательно, имеется, по-существу, минимальное время включения ключа нижнего уровня ( или время выключения ключа верхнего уровня в драйвере верхнего уровня). Кроме того, в конфигурации ключа верхнего уровня, где нагрузка является частью цепи движения заряда, импеданс нагрузки может оказывать значительный эффект на зарядку бустрепного конденсатора Cbs — если импеданс нагрузки слишком велик, то конденсатор будет не в состоянии зарядиться до достаточной величины и тогда может потребоваться схема зарядового насоса (см. статью по применению А N 978).
4. Выбор бустрепного диода
Бустрепный диод (Dbs) необходим для того, чтобы можно было блокировать полное напряжение шины источника питания, которое образуется, когда включается транзистор верхнего уровня. Это должен быть диод с быстрым восстановлением для минимизации величины заряда, поступающего обратно из бустрепного конденсатора в источник питания Vcc , а также важна величина тока утечки при высокой температуре, если конденсатор должен сохранять заряд в течение длительного периода времени. Номинальное значение тока диода получают произведением заряда, рассчитанного из уравнения (1) и частоты переключения.
Характеристики диода:
| VRRM = напряжению шины источника питания |
| max trr = 100 нс |
| IF = Qbs f |
5. Советы по топологии контура
Бустрепный конденсатор должен быть всегда размещен как можно ближе к выводам ИС (как показано на рисунке 2):
Рис.2. Рекомендуемая схема расположения бустрепных компонентов
Наконец для обеспечения хорошей локальной развязки должен быть использован по меньшей мере один конденсатор ESR (эквивалентного последовательного сопротивления) с низкими значениями емкости и других параметров, например, если в качестве бустрепного конденсатора используется алюминиевый электролитический конденсатор, то вблизи выводов ИС должен находиться отдельный керамический конденсатор.
Если же в качестве бустрепного конденсатора используется керамический или танталовый конденсатор, то этого уже само по себе достаточно для локальной развязки.
Бутстрепный конденсатор в схеме управления полумостом
Интегральные микросхемы — драйверы полумостов, такие как, например, IR2153 или IR2110, предполагают включение в общую схему так называемого бутстрепного (отделенного) конденсатора для независимого питания цепи управления верхним ключом.
Пока нижний ключ открыт и проводит ток, бутстрепный конденсатор оказывается подключен через этот открытый нижний ключ к минусовой шине питания, и в это время он может получать заряд через бутстрепный диод прямо от источника питания драйвера.
Когда нижний ключ закрывается, бутстрепный диод перестает подавать заряд в бутстрепный конденсатор, так как конденсатор в тот же момент оказывается отключен от минусовой шины, и теперь может функционировать как плавающий источник питания для схемы управления затвором верхнего ключа полумоста.
Такое решение вполне оправдано, ведь зачастую требуемая для управления ключом мощность относительно невелика, и расходуемая энергия может просто периодически пополняться от низковольтного источника питания драйвера прямо в процессе работы силового блока. Ярким примером может служить выходной НЧ каскад практически любого маломощного инвертора 12-220.
Что касается емкости бутстрепного конденсатора, то она должна быть ни слишком большой (чтобы успеть целиком перезарядиться за время, пока нижний ключ открыт) и ни слишком малой, чтобы не только не разрядиться об элементы схемы раньше времени, но и иметь возможность постоянно удерживать достаточное количество заряда без заметной просадки напряжения, чтобы этого заряда с лихвой хватило на цикл управления верхним ключом.
Поэтому при расчете минимальной емкости бутстрепного конденсатора во внимание принимают следующие значимые параметры: величину заряда затвора верхнего ключа Qg, ток потребления выходного каскада микросхемы в статическом режиме Is, падение напряжения на бутстрепном диоде Vbd.
Ток потребления выходного каскада микросхемы можно принять с запасом — Is = 1мА, а падение напряжения на диоде принять равным Vbd = 0,7В. Что касается типа конденсатора, то это должен быть конденсатор с минимальным током утечки, иначе ток утечки конденсатора придется тоже брать в расчет. На роль бутстрепного хорошо подойдет танталовый конденсатор, поскольку конденсаторы данного типа имеют наименьший ток утечки из прочих электролитических собратьев.
Пример расчета
Допустим, нам необходимо подобрать бутстрепный конденсатор для питания цепи управления верхним ключом полумоста, собранного на транзисторах IRF830, и работающего на частоте 50 кГц, причем заряд затвора верхнего ключа (напряжение управления с учетом падения напряжения на диоде составит 11,3В) при данном напряжении составит 30 нКл (полный заряд затвора Qg определяем по datasheet).
Пусть пульсация напряжения на бутстрепном конденсаторе не превысит dU=10 мВ. Значит к максимально допустимому изменению напряжения на бутстрепном конденсаторе за один цикл работы полумоста должны привести два основных потребителя: непосредственно микросхема и затвор управляемого ею полевика. После чего конденсатор будет перезаряжен через диод.
Цикл отработки микросхемы длится 1/50000 секунд, значит при потреблении в статическом режиме 1 мА рассеянный микросхемой заряд будет равен
Qмикросхемы=0,001/50000 = 20 нКл.
Qзатвора = 30 нКл.
При отдаче этих зарядов, напряжение на конденсаторе не должно измениться более чем на 0,010 мВ. Тогда:
Для нашего примера:
Cбут=60нкл/0,010В = 6000 нф = 6,0 мкф.
Выберем конденсатор емкостью 10 мкф 16 В, танталовый. Некоторые разработчики рекомендуют умножать минимальную емкость конденсатора на 5-15, чтобы наверняка хватило. Что касается бутстрепного диода, то он должен быть быстродействующим и выдержать максимальное напряжение силовой части полумоста в качестве обратного.
Надеюсь, что эта статья была для вас полезной. Смотрите также другие статьи в категории Электрическая энергия в быту и на производстве » Практическая электроника
Подписывайтесь на канал в Telegram про электронику для профессионалов и любителей: Практическая электроника на каждый день
Как работает драйвер с бутстрепной емкостью
Бутстрепный конденсатор в схеме управления полумостом
Интегральные микросхемы — драйверы полумостов, такие как, например, IR2153 или IR2110, предполагают включение в общую схему так называемого бутстрепного (отделенного) конденсатора для независимого питания цепи управления верхним ключом.
Пока нижний ключ открыт и проводит ток, бутстрепный конденсатор оказывается подключен через этот открытый нижний ключ к минусовой шине питания, и в это время он может получать заряд через бутстрепный диод прямо от источника питания драйвера.
Когда нижний ключ закрывается, бутстрепный диод перестает подавать заряд в бутстрепный конденсатор, так как конденсатор в тот же момент оказывается отключен от минусовой шины, и теперь может функционировать как плавающий источник питания для схемы управления затвором верхнего ключа полумоста.
Такое решение вполне оправдано, ведь зачастую требуемая для управления ключом мощность относительно невелика, и расходуемая энергия может просто периодически пополняться от низковольтного источника питания драйвера прямо в процессе работы силового блока. Ярким примером может служить выходной НЧ каскад практически любого маломощного инвертора 12-220.
Что касается емкости бутстрепного конденсатора, то она должна быть ни слишком большой (чтобы успеть целиком перезарядиться за время, пока нижний ключ открыт) и ни слишком малой, чтобы не только не разрядиться об элементы схемы раньше времени, но и иметь возможность постоянно удерживать достаточное количество заряда без заметной просадки напряжения, чтобы этого заряда с лихвой хватило на цикл управления верхним ключом.
Поэтому при расчете минимальной емкости бутстрепного конденсатора во внимание принимают следующие значимые параметры: величину заряда затвора верхнего ключа Qg, ток потребления выходного каскада микросхемы в статическом режиме Is, падение напряжения на бутстрепном диоде Vbd.
Ток потребления выходного каскада микросхемы можно принять с запасом — Is = 1мА, а падение напряжения на диоде принять равным Vbd = 0,7В. Что касается типа конденсатора, то это должен быть конденсатор с минимальным током утечки, иначе ток утечки конденсатора придется тоже брать в расчет. На роль бутстрепного хорошо подойдет танталовый конденсатор, поскольку конденсаторы данного типа имеют наименьший ток утечки из прочих электролитических собратьев.
Пример расчета
Допустим, нам необходимо подобрать бутстрепный конденсатор для питания цепи управления верхним ключом полумоста, собранного на транзисторах IRF830, и работающего на частоте 50 кГц, причем заряд затвора верхнего ключа (напряжение управления с учетом падения напряжения на диоде составит 11,3В) при данном напряжении составит 30 нКл (полный заряд затвора Qg определяем по datasheet).
Пусть пульсация напряжения на бутстрепном конденсаторе не превысит dU=10 мВ. Значит к максимально допустимому изменению напряжения на бутстрепном конденсаторе за один цикл работы полумоста должны привести два основных потребителя: непосредственно микросхема и затвор управляемого ею полевика. После чего конденсатор будет перезаряжен через диод.
Цикл отработки микросхемы длится 1/50000 секунд, значит при потреблении в статическом режиме 1 мА рассеянный микросхемой заряд будет равен
Qмикросхемы=0,001/50000 = 20 нКл.
Qзатвора = 30 нКл.
При отдаче этих зарядов, напряжение на конденсаторе не должно измениться более чем на 0,010 мВ. Тогда:
Для нашего примера:
Cбут=60нкл/0,010В = 6000 нф = 6,0 мкф.
Выберем конденсатор емкостью 10 мкф 16 В, танталовый. Некоторые разработчики рекомендуют умножать минимальную емкость конденсатора на 5-15, чтобы наверняка хватило. Что касается бутстрепного диода, то он должен быть быстродействующим и выдержать максимальное напряжение силовой части полумоста в качестве обратного.
Выбор бустрепных компонентов для управляющих ИС
Некоторые из управляющих ИС International Rectifier включают схемы детектирования пониженного напряжения VBS для гарантирования того, что ИС не запустит МОП ПТ, если напряжение VBS упадет ниже определенного уровня ( значение VBSUV в справочных листах). Это предотвратит работу МОП ПТ в режиме рассеяния большой мощности.
Это напряжение питания VBS является плавающим напряжением, привязанным к верхнему уровню напряжения VS (которое в большинстве случаев имеет форму высокочастотных прямоугольных импульсов).
Существует много способов генерации плавающего напряжения VBS, одним из которых является описанный здесь бустрепный метод. Этот метод имеет преимущества вследствие простоты и дешевизны реализации, однако на его применение накладываются некоторые ограничения, скважность и время включения ограничены требованиями подзарядки бустрепного конденсатора (длительное время включения и высокие коэффициенты заполнения требуют наличия схемы зарядового насоса -см. статью по применению А N 978).
Бустрепный источник питания формируется комбинацией диода и конденсатора ( как показано на рис.1).
Рис. 1. Бустрепный контур диод/конденсатор для управляющих ИС фирмы IR
Схема работает следующим образом. Когда VS понижается до потенциала земли (из-за МОП ПТ нижнего уровня или вследствие нагрузки, в зависимости от конфигурации схемы) бустрепный конденсатор (Cbs) заряжается через бустрепный диод (DBS) от источника питания 15 В (VCC). Таким образом обеспечивается требуемая величина VBS.
2. Факторы влияющие на бустрепный источник питания
Существует пять влияющих факторов определяющих требования по питанию от СBS конденсатора.
- Заряд затвора необходимый для насыщения МОП ПТ.
- Igbs — ток покоя для контура драйвера верхнего уровня.
- Токи в схеме сдвига уровня управляющей ИС.
- Прямой ток утечки затвор-исток МОП ПТ.
- Ток утечки бустрепного конденсатора .
Фактор 5 относится только к случаю, когда конденсатор является электролитическим и может быть проигнорирован при использовании других типов конденсаторов. Поэтому всегда лучше по возможности использовать не электролитический конденсатор.
3.Расчет номинала бустрепного конденсатора
Следующее уравнение опеределяет минимальный заряд, необходимый для питания бустрепного конденсатора:
| QbS = 2Qg + | I qbs (max) | + Qls + | I Cbs (ут.) | ( 1 ) |
| ———————- | ———————- | |||
| f | f |
где Qg — заряд затвора МОП ПТ верхнего уровня I cbs (ут) — ток утечки бустрепного конденсатора Qls — заряд сдвига уровня необходимый для одного цикла = 5 нК (500 В/600 В ИС) или 20 нК (1200 В ИС)
Бустрепный конденсатор должен быть в состоянии обеспечить этот заряд и сохранить свое полное напряжение, иначе будут наблюдаться значительные пульсации напряжения Vbs, которое может упасть ниже порога срабатывания Vbsuv, что приведет к прекращению управления через выход НО.
Поэтому, заряд конденсатора должен Cbs должен минимум вдвое превышать значение, полученное из уравнения (1). Минимальное значение емкости конденсатора может быть рассчитано из уравнения (2):
| C > | 2 [ 2Qg + | Iqbs (max) | + Qls + | Icbs (ут.) | ] | (2) |
| ————- | ————- | |||||
| f | f | |||||
| ———————————————————— | ||||||
| Vcc — Vf — VLS | ||||||
где Vf — прямое падение напряжения на бустрепном диоде V LS — падение напряжения на МОП ПТ низкого уровня (или на нагрузке для драйвера верхнего уровня).
Важное замечание:
Значение емкости конденсатора Cbs , полученное из уравнения (2), является минимально необходимым, однако, из-за принципа работы бустрепного контура, использование конденсатора с низкими значениями номинала может привести к перезаряду, что в свою очередь может повлечь выход из строя ИС.
Поэтому, для того, чтобы свести к минимуму риск перезаряда, а также уменьшить пульсации напряжения Vbs, значение Cbs, полученное из уравнения (2), следует умножить на 15 (чисто практический метод).
Конденсатор Cbs заряжается только тогда, когда выключен транзистор верхнего уровня, а напряжение Vs падает до потенциала земли. Поэтому, время включения ключа нижнего уровня (или время выключения ключа верхнего уровня для драйвера верхнего уровня) должно быть достаточным для того, чтобы заряд при разрядке конденсатора Cbs драйвером верхнего уровня мог быть полностью восстановлен. Следовательно, имеется, по-существу, минимальное время включения ключа нижнего уровня ( или время выключения ключа верхнего уровня в драйвере верхнего уровня). Кроме того, в конфигурации ключа верхнего уровня, где нагрузка является частью цепи движения заряда, импеданс нагрузки может оказывать значительный эффект на зарядку бустрепного конденсатора Cbs — если импеданс нагрузки слишком велик, то конденсатор будет не в состоянии зарядиться до достаточной величины и тогда может потребоваться схема зарядового насоса (см. статью по применению А N 978).
4. Выбор бустрепного диода
Бустрепный диод (Dbs) необходим для того, чтобы можно было блокировать полное напряжение шины источника питания, которое образуется, когда включается транзистор верхнего уровня. Это должен быть диод с быстрым восстановлением для минимизации величины заряда, поступающего обратно из бустрепного конденсатора в источник питания Vcc , а также важна величина тока утечки при высокой температуре, если конденсатор должен сохранять заряд в течение длительного периода времени. Номинальное значение тока диода получают произведением заряда, рассчитанного из уравнения (1) и частоты переключения.
| VRRM = напряжению шины источника питания |
| max trr = 100 нс |
| IF = Qbs f |
5. Советы по топологии контура
Бустрепный конденсатор должен быть всегда размещен как можно ближе к выводам ИС (как показано на рисунке 2):
Рис.2. Рекомендуемая схема расположения бустрепных компонентов
Наконец для обеспечения хорошей локальной развязки должен быть использован по меньшей мере один конденсатор ESR (эквивалентного последовательного сопротивления) с низкими значениями емкости и других параметров, например, если в качестве бустрепного конденсатора используется алюминиевый электролитический конденсатор, то вблизи выводов ИС должен находиться отдельный керамический конденсатор.
Если же в качестве бустрепного конденсатора используется керамический или танталовый конденсатор, то этого уже само по себе достаточно для локальной развязки.
Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT
Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.
Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.
Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления — драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами — двух- и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (Overcurrent Protection, Short Circuit Protection) и падения напряжения управления (Under Voltage LockOut — UVLO). Для ключевых элементов с управляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.
Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.
Режимы короткого замыкания
Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ — привычная для разработчиков аббревиатура).
Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.
Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.
Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки
Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.
Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис. 2). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию огромной мощности в кристалле. Режим КЗ необходимо прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1–10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.
Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора
Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 б и 3. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае, ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (средний график на рис. 3). Прежде чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.
Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.
Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки — tsc — Short Circuit Withstand Time.
Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэкономичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.
Применение драйверов для защиты от перегрузок
Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.
Драйвер верхнего плеча
На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 — типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 — CS. Напряжение срабатывания защиты — 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.
Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В — порогового напряжения компаратора схемы
ERROR TIMING драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.
Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.
Описанный способ включения транзистора имеет свои недостатки. Резистор RSENSE должен быть достаточно мощным и иметь сверхмалую индуктивность. Серийно выпускаемые витые мощные резисторы обычно имеют недопустимо высокую паразитную индуктивность. Специально для прецизионного измерения импульсных токов фирма
CADDOCK выпускает резисторы в корпусах ТО-220 и ТО-247. Кроме того, измерительный резистор создает дополнительные потери мощности, что снижает эффективность схемы. На рис. 6 приведена схема, свободная от указанных недостатков. В ней для анализа ситуации перегрузки используется зависимость напряжения насыщения от тока коллектора. Для MOSFET транзисторов эта зависимость практически линейна, так как сопротивление открытого канала мало зависит от тока стока. У IGBT график Von = f(Ic) нелинеен, однако точность его вполне достаточна для выбора напряжения, соответствующего току требуемому защиты.
Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.
Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:
Ion и Ioff — токи включения и выключения затвора,
tw = Qg/Ion — время коммутации, Qg — заряд затвора, f — частота следования импульсов, Vcc — напряжение питания, Vf — прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6), Vls — прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6), Igbs — ток затвора в статическом режиме.
При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.
Драйвер трехфазного моста
На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты — 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.
Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt —deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.
Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.
Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.
Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.
Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500–600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.
Драйвер нижнего плеча
Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них — МС33153 приведена на рис. 8.
Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления — UVLO осуществляется на уровне 11 В.
Вывод 1 (Current Sense Input) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов — с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (Overcurrent Comparator) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input — инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (
Short Circuit Comparator), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.
Вывод 8 (Desaturation Input) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу — 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.
На рис. 9 и 10 показаны схемы подключения МС33153 с использованием защиты по напряжению насыщения и току коллектора. В обеих схемах использованы оптопары для развязки сигнала управления и сигнала ошибки. В схеме на рис. 10 показан транзистор IGBT со специальным токовым выходом. Как правило, IGBT не имеют такого вывода, и измерительный резистор устанавливается непосредственно в силовую цепь эмиттера. При этом необходимо учесть, что этот резистор должен иметь минимальную паразитную индуктивность, а номинал его должен быть выбран с учетом необходимого тока срабатывания защиты. Иногда в качестве датчика тока целесообразно применить отрезок высокоомного провода, например манганинового или нихромового. Обратите внимание, что порог срабатывания схем защиты микросхем Motorola ниже, чем International Rectifier, что позволяет использовать меньшие измерительные резисторы и снизить потери мощности на них. Однако в этом случае предъявляются повышенные требования к помехозащищенности.
Драйвер с гальванической развязкой
Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.
На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения — на рис. 12.
Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции — до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 — DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.
Вспомогательные схемы
В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреблению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки — до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.
В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы — токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ — 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.
Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.
Как работает драйвер с бутстрепной емкостью
| Текущее время: Сб окт 15, 2022 11:51:20 |
Часовой пояс: UTC + 3 часа
Как работает драйвер HIGH SIDE для N-канального MOSFET?
| Страница 3 из 4 | [ Сообщений: 70 ] | На страницу Пред. 1 , 2 , 3 , 4 След. |
|
ну в общем случае конечно да но обычно это сопротивление 1..2oHm, доп резистор на порядок выше, можно рассчитать и без внутреннего. обычно управление мощными фетами делают с 2-3 кратным перезакладом потому что это не стОит доп денег но повышает надежность и толерантность к ремонту)). а какая мощность у тебя коммутируется ? Pcommute/(2Ttransition) и прямо по дэйташиту в amr табличке джоули сравнить. ни драйвер по току ни транзистор по энергии лучше не ставить на грани. хотя для низковольных и оч низкочастотных случаев довольно близко к ним подходить вобщем неопасно. 3.5A норм. Сборка печатных плат от $30 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет Источники питания для автомобильной электроники, включая маяки, GPS/ГЛОНАСС-трекеры и охранную сигнализацию, должны обеспечивать бесперебойное питание и безопасность, а также быть устойчивыми к вибрации и исправно работать при низких температурах. Батарейки FANSO EVE Energy обладают всеми необходимыми параметрами для надежной работы оборудования современного автомобиля. Приглашаем 13 октября всех желающих присоединиться к вебинару, который будет проводить компания КОМПЭЛ совместно с представителями бренда MEAN WELL. Вебинар будет посвящен новинкам продукции, планам MEAN WELL на следующий год, аналогам продукции ушедших из РФ брендов, особенностям работы в текущих условиях, возможностях субдистрибьюции и другим вопросам. Мероприятие пройдет в формате живого диалога. вероятнее да но для мощных индуктивных нагрузок варисторы не видел чтоб применяли. надо разбираться с конкретным случаем. вообще у реальных индуктивных нагрузок обычно довольно приличная емкость и она здорово влияет на реальный вид переходного процесса. >может ли полевик случайно открыться? Например, каким-то образом скопится заряд на затворе? >землю стараются не отключать, а в мозгах — особенно. )))) _________________ Не лучше-ли это классифицировать как усилитель с боольшим CMRR. Или это триггер защелка? _________________ Есть ЯВНЫЕ дифференциальные выводы, и их точно 2. Не FET дифусилитель а драйвер "егойный". А сам дифусилитель питается от бутстрепного (летающего) конденсатора емкостью раз в 20 выше емкости затвора. Бутстрепный потому что заряжается при подтягивании нижним FET к BUS (0 потенциал). В отличие от дифусилителя на ОУ, от драйвера затвора не требуется иметь низкие нелинейные искажения, напротив они ему помогают. Этот факт упрощает достижение сверхвысокого КОСС. P.S. И, так и есть "CMRR это по русски КОСС" коэффициент ослабления синфазного сигнала. _________________ Последний раз редактировалось astrahard Пн ноя 15, 2021 15:06:56, всего редактировалось 1 раз. Это 38В. А 600 и 1200 без дифканала никак. Эта приведенная схема маломощная. Для мощной такое решение не подходит совсем. Еще, есть высказывание, что дифдрайвер с высоким КОСС это "гальваническая развязка для бедных". Добавлено after 5 minutes 40 seconds: _________________ до 150V и 10+kW. А мне аллюзия понравилась "Летающий Бусшопный кондер" типа счастливый покупатель . Добавлено after 1 minute 57 seconds: _________________ _________________ Часовой пояс: UTC + 3 часа Кто сейчас на форумеСейчас этот форум просматривают: нет зарегистрированных пользователей и гости: 18 |