Чем определяется положение рабочей точки биполярного транзистора

16

Биполярные транзисторы

Биполярный транзистор представляет собой полупроводниковый прибор, имеющий два р-n-перехода, образованных в одном монокристалле полупроводника. Эти переходы образуют в полупроводнике три области с различными типами электропроводности. Одна крайняя область называется эмиттером (Э), другая — коллектором (К), средняя — базой (Б). К каждой области припаивают металлические выводы для включения транзистора в электрическую цепь.

Электропроводность эмиттера и коллектора противоположна электропроводности базы.

В зависимости от порядка чередования р- и n-областей различают транзисторы со структурой р-n-р (рис. 1, а) и n-р-n (рис. 1, б) (иногда их еще называют прямой и обратный).

Условные графические обозначения транзисторов p-n-р и n-p-n отличаются лишь направлением стрелки у электрода, обозначающего эмиттер. Принцип работы транзисторов p-n-р и n-p-n одинаков.

Рис. 1 — Структуры и условные графические обозначения биполярных транзисторов типа р-n-р (а) и n-р-n (б)

Электронно-дырочный переход, образованный эмиттером и базой, называется эмиттерным, а коллектором и базой — коллекторным. Расстояние между переходами очень мало; у высокочастотных транзисторов оно менее 10 микрометров, а у низкочастотных не превышает 50 мкм (1 мкм=0,001 мм).

Основная функция транзистора — это усиление сигнала. Если на базу транзистора подать напряжение, то транзистор начнет открываться. В транзисторе переход коллектор-эмитер открывается плавно: от полностью закрытого состояния ( U_б = 0 В) до полностью открытого (этот момент называют напряжение насыщения).

Между коллектором и эмиттером течет сильный ток, он называется коллекторный ток ( I_к ), между базой и эмиттером — слабый управляющий ток базы ( I_б ). Величина коллекторного тока зависит от величины тока базы. Причем, коллекторый ток всегда больше тока базы в определенное количество раз. Эта величина называется коэффициент усиления по току, обозначается h_21э . У различных типов транзисторов это значение колеблется от единиц до сотен раз.

Коэффициент усиления по току — это отношение коллекторного тока к току базы:

Для того, чтобы вычислить коллекторный ток, нужно умножить ток базы на коэффициент усиления:

Пример: Возмем источник питания, транзистор, резистор и лампочку. Если подключить всё это согласно схеме (рис. 2), то: через резистор, подключенный между источником питания и базой транзистора потечет ток базы I_б .

Рис. 2 — Принцип работы биполярных транзисторов

Транзистор откроется и лампочка загориться. Причем яркость свечения лампочки будет зависить от сопротивления резистора и коэффициента усиления транзистора.

Напряжение, прилагаемое к базе и необходимое для открытия транзистора, называют напряжением смещения. Если вместо постоянного резистора поставить переменный резистор, то получим возможность регулировать яркость свечения лампочки.

Таким же образом можно усиливать и сигналы: подавая на базу транзистора определенный сигнал (к примеру звук), в коллекторной цепи получим тот же сигнал, но уже усиленный в h_21Э раз.

Если базовое смещение транзистора застабилизировать при помощи стабилитрона (рис. 3), то мы получим простейший стабилизатор напряжения, т.у. схему, которая будет поддерживать постоянное напряжение на выходе, даже если входное напряжение будет изменяться.

Рис. 3 — Пример простого стабилизатора напряжения

Для получения повышенной мощности используются схемы последовательного включения наскольких транзисторов, так называемые схемы Дарлингтона (или составные транзисторы)

Рис. 4 — Схема Дарлингтона

Система обозначений биполярных транзисторов

У транзисторов,разработанных до 1964 года условные обозначения типа состоят из двух или трех элементов. Первый элемент обозначения — буква П, означающая, что данная деталь и является, собственно, транзистором. Биполярные транзисторы в герметичном корпусе обозначались двумя буквами — МП, буква М означала модернизацию(корпус транзистора холодносварочной конструкции). Второй элемент обозначения — одно, двух или трехзначное число, которое определяет порядковый номер разработки и подкласс транзистора, по роду полупроводникового материала, значениям допустимой рассеиваемой мощности и граничной(или предельной) частоты.

От 1 до 99 — германиевые маломощные низкочастотные транзисторы (до 5 МГц, до 0,25 Вт).
От 101 до 199 — кремниевые маломощные низкочастотные транзисторы (до 5 МГц, до 0,25 Вт).
От 201 до 299 — германиевые мощные низкочастотные транзисторы (до 5 МГц, более 0,25 Вт).
От 301 до 399 — кремниевые мощные низкочастотные транзисторы (до 5 МГц, более 0,25 Вт).
От 401 до 499 — германиевые высокочастотные и СВЧ маломощные транзисторы (свыше 5 МГц, до 0,25 Вт).
От 501 до 599 — кремниевые высокочастотные и СВЧ маломощные транзисторы (свыше 5 МГц, до 0,25 Вт).
От 601 до 699 — германиевые высокочастотные и СВЧ мощные транзисторы (свыше 5 МГц, более 0,25 Вт).
От 701 до 799 — кремниевые высокочастотные и СВЧ мощные транзисторы (свыше 5 МГц, более 0,25 Вт).

Третьим элементом может быть буква, определяющая классификацию по параметрам транзисторам, изготовленной по одной технологии. Например:

П416Б — транзистор германиевый, высокочастотный, малой мощности, разновидности Б;

МП39Б — германиевый транзистор, имеющий холодносварочный корпус, низкочастотный, малой мощности, разновидности Б.

МП42 — транзистор германиевый, низкочастотный, маломощный, номер разработки — 42 .

П401 — транзистор германиевый, маломощный,высокочастотный, номер разработки — 1.

Начиная с 1964 года была введена другая система обозначений, действовшая до 1978 года. Ее появление было связано с появлением большого числа новых серий разнообразных полупроводниковых приборов, в частности — полевых транзисторов.

В новой системе обозначений используется шифр, который состоит из 5 элементов:

1-й элемент системы обозначает исходный материал, на основе которого изготовлен транзистор:

• Г или 1 — германий,
• К или 2 — кремний,
• А или 3 — арсенид галлия,
• И или 4 — индий.

2-й элемент — буква Т (биполярный транзистор) или П (полевой транзистор).

3-й элемент — цифра, указывающая на функциональные возможности транзистора по допустимой рассеиваемой мощности и граничной частоте.

Транзисторы малой мощности, Р_mах < 0,3 Вт:

1 — маломощный низкочастотный, f_гр < 3 МГц;
2 — маломощный среднечастотный, 3 < f_гр < 30 МГц;
3 — маломощный высокочастотный, 30 < f_гр < 300 МГц.

Транзисторы средней мощности, 0,3 < Р_mах <1,5 Вт:

4 — средней мощности низкочастотный;
5 — средней мощности среднечастотный;
6 — средней мощности высокочастотный.

Транзисторы большой мощности, Р_mах >1,5 Вт:

7 — большой мощности низкочастотный;
8 — большой мощности среднечастотный;
9 — большой мощности высокочастотный и сверхвысокочастотный (f_гр>300 Гц).

4-й элемент — цифры от 01 до 99, указывающие порядковый номер разработки.

5-й элемент — буквы от А до Я, обозначающая деление технологического типа приборов на группы.

КТ540Б — кремниевый транзистор средней мощности среднечастотный, номер разработки 40, группа Б.

КТ315А — кремниевый биполярный транзистор, маломощный, высокочастотный,подкласс А.

С 1978 года были введены изменения, первые два символа обозначающие материал и подкласс транзистора остались прежними.

Изменения коснулись обозначения функциональных возможностей — третьего элемента.

Для биполярных транзисторов:

1 — транзистор с рассеиваемой мощностью до 1 Вт и граничной частотой до 30 МГц.
2- транзистор с рассеиваемой мощностью до 1 Вт и граничной частотой до 300 МГц.
4 — транзистор с рассеиваемой мощностью до 1 Вт и граничной частотой более 300 МГц.
7 — транзистор с рассеиваемой мощностью более 1 Вт и граничной частотой до 30 МГц.
8 — транзистор с рассеиваемой мощностью более 1 Вт и граничной частотой до 300 МГц.
9 — транзистор с рассеиваемой мощностью более 1 Вт и граничной частотой свыше 300 МГц.

Те же обозначения действительны и для полевых транзисторов. Для обозначения порядкового номера разработки используют трехзначные числа от 101 до 999(следующие три знака). Для дополнительной классификации используют буквы русского алфавита, от А до Я. Цифра, написанная через дефис после седьмого элемента — обозначения модификаций бескорпусных транзисторов:

1 — с гибкими выводами без кристаллодержателя.
2 -с гибкими выводами на кристаллодержателе.
3 — с жесткими выводами без кристаллодержателя.
4 — с жесткими выводами на кристаллодержателе.
5 — с контактными площадками без кристаллодержателя и без выводов.
6 — с контактными площадками на кристаллодержателе, но без выводов.

Пример:

КТ2115А-2 кремниевый биполярный транзистор для устройств широкого применения, маломощный, высокочастотный, бескорпусный с гибкими выводами на кристаллодержателе.

В импортной (японской )маркировке первые три символа обозначают структуру:

• 2SA или 2SB: 2-переходовый, P-N-P структура, A -высокочастотный, B- низкочастотный
• 2SC или 2SD: 2-переходовый, N-P-N структура, C- высокочастотный, D- низкочастотный

2SC1815 — N-P-N высокочастотный,

2SB698 — P-N-P низкочастотный.

Основные параметры биполярных транзисторов

• Статический коэффициент передачи токаh_21Э (коэффициент усиления) – отношение постоянного тока коллектора к постоянному току базы в схеме с общим эмиттером.
• Максимально допустимая мощность рассеиваемая коллекторомP_{к max} – превращаемая в тепло мощность, вызванная током коллектора. Превышение максимально допустимой мощности транзистора приводит к перегреву коллекторного перехода и выходу его из строя.
• Максимально допустимый ток коллектораI_{к max} . Превышение предельного значения тока коллектора приводит к тепловому пробою коллекторного перехода и выходу транзистора из строя.
• Максимально допустимое напряжение между коллектором и базойU_{кб max} . Это напряжение определяется величиной пробивного напряжения коллекторного перехода.
• Напряжение насыщения коллектор–эмиттерU_{кэ нас} – напряжение между выводами коллектора и эмиттера в режиме полного открытия транзистора (насыщения).
• Максимальное напряжение между коллектором и эмиттеромU_{кэ max} (при разомкнутой базе). У высоковольтных транзисторов, достигает десятков тысяч вольт
• Предельная частота, до которой коэффициент передачи тока выше 1. У низкочастотных транзисторов до 100 кГц, у высокочастотных — свыше100 кГц.

Режимы работы биполярного транзистора

В зависимости от способа подключения р-n-переходов транзистора к внешним источникам питания он может работать в режиме отсечки, насыщения или активном режиме.

Режим отсечки

Режим отсечки транзистора получается тогда, когда эмиттерный и коллекторный p-n-переходы подключены к внешним источникам в обратном направлении (рис. 5). В этом случае через оба p-n-перехода протекают очень малые обратные токи эмиттера ( I_эбо ) и коллектора ( I_кбо ). В этом случае говорят, что транзистор полностью закрыт или просто закрыт.

Рис. 5 — Транзистор в режиме отсечки

Ток базы равен сумме этих токов и в зависимости от типа транзистора находится в пределах от единиц микроампер — мкА (у кремниевых транзисторов) до единиц миллиампер — мА (у германиевых транзисторов).

Режим насыщения

Если эмиттерный и коллекторный р-n-переходы подключить к внешним источникам в прямом направлении, транзистор будет находиться в режиме насыщения (рис. 6 ). Через эмиттер и коллектор транзистора потекут токи насыщения эмиттера ( I_э.нас ) и коллектора ( I_к.нас ). Величина этих токов в много раз больше токов в режиме отсечки.

Рис. 6 — Транзистор в режиме насыщения

При этом ток коллектора перестаёт зависеть от тока базы. Он перестаёт увеличиваться, даже если продолжать увеличивать ток базы. В этом случае говорят, что транзистор полностью открыт или просто открыт. Чем глубже мы уходим в область насыщения — тем больше ломается зависимость I_к=βI_б . Внешне это выглядит так, как будто коэффициент β уменьшается.

Есть такое понятие, как коэффициент насыщения. Он определяется как отношение реального тока базы (того, который у вас есть в данный момент) к току базы в пограничном состоянии между активным режимом и насыщением.

Режимы отсечки и насыщения используются при работе транзисторов в импульсных схемах и в режиме переключения.

Активный режим

При работе транзистора в активном режиме (нормальном активном режиме) эмиттерный переход включается в прямом, а коллекторный — в обратном направлениях (рис. 7).

В активном режиме ток базы в десятки и сотни раз меньше тока коллектора и тока эмиттера.

Для токов коллектора и эмиттера выполняется соотношение:

Рис. 7 — Транзистор в активном режиме

Величина h_21Б называется статическим коэффициентом передачи тока эмиттера. Для современных транзисторов h_21Б=0,90. 0,998. Активный режим используется при построении транзисторных усилителей.

Инверсный активный режим

Если на эмиттерном переходе обратное смещение, а на коллекторном — прямое, то транзистор попадает в инверсный активный режим. Этот режим является довольно экзотическим и используется редко. Несмотря на то, что на рисунках эмиттер не отличается от коллектора и по сути они должны быть равнозначны, на самом деле у них есть конструктивные отличия (например в размерах) и равнозначными они не являются. Именно из-за этой неравнозначности и существует разделение на «нормальный активный режим» и «инверсный активный режим».

Барьерный режим

Иногда ещё выделяют пятый, так называемый, «барьерный режим». В этом случае база транзистора закорочена с коллектором. По сути правильнее было бы говорить не о каком-то особом режиме, а об особом способе включения. Режим тут вполне обычный — близкий к пограничному состоянию между активным режимом и насыщением. Его можно получить и не только закорачивая базу с коллектором. В данном конкретном случае при таком способе включения, как бы мы не меняли напряжение питания или нагрузку — транзистор всё равно останется в этом самом пограничном режиме. То есть транзистор в этом случае будет эквивалентен диоду.

Управление биполярным транзистором

Биполярный транзистор управляется током: для того, чтобы между коллектором и эмиттером мог протекать ток (по другому говоря, чтобы транзистор открылся), должен протекать ток между эмиттером и базой (или между коллектором и базой — для инверсного режима).

Рис. 8 — Токи биполярного транзистора

Величина тока базы и максимально возможного тока через коллектор (при таком токе базы) связаны постоянным коэффициентом β (коэффициент передачи тока базы):

Кроме параметра β используется ещё один коэффициент: коэффициент передачи эмиттерного тока (α). Он равен отношению тока коллектора к току эмиттера:

Значение этого коэффициента обычно близко к единице (чем ближе к единице — тем лучше). Коэффициенты α и β связаны между собой следующим соотношением:

В отечественных справочниках часто вместо коэффициента β указывают коэффициент h_21Э (коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером), в зарубежной литературе иногда вместо β можно встретить h_FE . Можно считать, что все эти коэффициенты равны, а называют их часто просто «коэффициент усиления транзистора».

Рис. 9 — Схемы управления биполярным транзистором

На рисунке 9 изображены простейшие схемы. Они эквивалентны, но построены с участием транзисторов разных проводимостей.

Рассмотрим левую схему (на правой схеме всё то же самое, только с транзистором другой проводимости). Представим себе, что ползунок переменного резистора в верхнем положении. При этом на базе транзистора напряжение равно напряжению на эмиттере, ток базы равен нулю, следовательно ток коллектора тоже равен нулю ( I_К=βI_Б ) — транзистор закрыт, лампа не светится. Начинаем опускать ползунок вниз — напряжение на нём начинает опускаться ниже, чем на эмиттере — появляется ток из эмиттера в базу (ток базы) и одновременно с этим — ток из эмиттера в коллектор (транзистор начнёт открываться). Лампа начинает светиться, но не в полный накал. Чем ниже мы будем перемещать ползунок переменного резистора — тем ярче будет гореть лампа.

Если мы начнём перемещать ползунок переменного резистора вверх — то транзистор начнёт закрываться, а токи из эмиттера в базу и из эмиттера в коллектор — начнут уменьшаться.

Рассмотренный режим работы транзистора как раз является активным. Коэффициент β может измеряться десятками и даже сотнями. То есть для того, чтобы сильно менять ток, протекающий из эмиттера в коллектор, достаточно лишь немного изменять ток, протекающий из эмиттера в базу.

Статические характеристики биполярного транзистора

Эти характеристики показывают графическую зависимость между токами и напряжениями транзистора и могут применяться для определения некоторых его параметров, необходимых для расчета транзисторных схем. Наибольшее применение получили статические входные и выходные характеристики.

Рис. 10 — Входные характеристики германиевого транзистора типа р-n-р в схемах с ОБ (а) и ОЭ (б)

Входные статические характеристики представляют собой вольтамперные характеристики эмиттерного электронно-дырочного перехода (ЭДП). Если транзистор включен по схеме с общей базой, то это будет зависимость тока эмиттера I_э от напряжения на эмиттерном переходе U_эб (рис. 10, а). При отсутствии коллекторного напряжения ( U_кб = 0) входная характеристика представляет собой прямую ветвь вольтамперной характеристики эмиттерного ЭДП, подобную ВАХ диода. Если на коллектор подать некоторое напряжение, смещающее его в обратном направлении, то коллекторный ЭДП расширится и толщина базы вследствие этого уменьшится. В результате уменьшится и сопротивление базы эмиттерному току, что приведет к увеличению эмиттерного тока, то есть характеристика пройдет выше.

При включении транзистора по схеме с общим эмиттером входной характеристикой будет графическая зависимость тока базы I_Б от напряжения на эмиттерном переходе U_БЭ . Так как эмиттерный переход и при таком включении остается смещенным в прямом направлении, то входная характеристика будет также подобна прямой ветви вольтамперной характеристики эмиттерного ЭДП (рис. 10, б).

Выходные статические характеристики биполярного транзистора — это вольтамперные характеристики коллекторного электронно-дырочного перехода, смещенного в обратном направлении. Их вид также зависит от способа включения транзистора и очень сильно от состояния, а точнее — режима работы, в котором находится эмиттерный ЭДП.

Если транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и I_э =0, то есть цепь эмиттера оборвана, то эмиттерный ЭДП не оказывает влияния на коллекторный переход. Так как на коллекторный ЭДП подано обратное напряжение, то выходная характеристика, представляющая собой зависимость тока коллектора I_к от напряжения между коллектором и базой U_кб , будет подобна обратной ветви ВАХ диода (нижняя кривая на рис. 11, а). Если же на эмиттерный ЭДП подать прямое напряжение, то появится ток эмиттера I_э , который создаст почти такой же коллекторный ток I_к . Чем больше прямое напряжение на эмиттерном ЭДП, тем больше значения эмиттерного и коллекторного токов и тем выше располагается выходная характеристика.

Рис. 11 — Выходные характеристики германиевого транзистора типа р-п-р в схемах с ОБ (а) и ОЭ (б)

Сказанное справедливо и при включении биполярного транзистора по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Разница состоит лишь в том, что в этом случае выходные характеристики снимают не при постоянных значениях тока эмиттера, а при постоянных значениях тока базы I_б (рис. 11, б), и идут они более круто, чем выходные характеристики в схеме с ОБ.
При чрезмерном увеличении коллекторного напряжения происходит пробой коллекторного ЭДП, сопровождающийся резким увеличением коллекторного тока, разогревом транзистора и выходом его из строя. Для большинства транзисторов напряжение пробоя коллекторного перехода лежит в пределах от 20 до 30 В. Это важно знать при выборе транзистора для заданного напряжения источника питания или при определении необходимого напряжения источника питания для имеющихся транзисторов.

Увеличение температуры вызывает возрастание токов транзистора и смещение его характеристик. Особенно сильно влияет температура на выходные характеристики в схеме ОЭ (рис. 12).

Рис. 12 — Зависимость выходных статических характеристик транзистора от температуры:
а — в схеме с ОБ, б — в схеме с ОЭ.

h -параметры биполярного транзистора

Все описанное выше касалось работы транзистора при постоянных напряжениях и токах его электродов. При работе транзисторов в усилительных схемах важную роль играют переменные сигналы с малыми амплитудами. Свойства транзистора в этом случае определяются так называемыми малосигнальными параметрами.

На практике наибольшее применение получили малосигнальные h-параметры (читается: аш-параметры). Их называют также гибридными, или смешанными, из-за того, что одни из них имеют размерность проводимости, другие сопротивления, а третьи вообще безразмерные.

Всего h-параметров четыре: h₁₁ (аш-один-один), h₁₂ (аш-один-два), h₂₁ (аш-два-один) и h₂₂ (аш-два-два) и определяются они следующими выражениями:

при U_вых=const .

Запись const является сокращением слова constanta, то есть постоянная величина. В данном случае это означает, что при определении параметра h₁₁ приращения входного напряжения ΔU_вх и входного тока I_вх выбираются при неизменном (постоянном) значении выходного напряжения U_вых . Параметр h₁₁ характеризует входное сопротивление биполярного транзистора и измеряется в омах. Более кратко выражение для определения параметра h₁₁ записывают в виде:

— коэффициент обратной связи по напряжению, безразмерная величина;

— коэффициент прямой передачи по току, безразмерная величина;

— выходная проводимость, измеряется в сименсах (См ).

Рис. 13 — Токи и напряжения транзистора в схемах с ОЭ (а) и ОБ (б)

Рис. 14 — Определение статических h-параметров транзистора по его статическим характеристикам

Знак Δ означает небольшое изменение напряжения U или тока I относительно их значений в статическом режиме.
Все h-параметры можно определить по статическим характеристикам. При этом параметры h₁₁ и h₁₂ определяются по входным, а h₂₁ и h₂₂ — по выходным характеристикам. Необходимо только иметь в виду, что значения h-параметров зависят от схемы включения транзистора. Для указания схемы включения к цифровым индексам h-параметров добавляется буквенный индекс: б — если транзистор включен по схеме ОБ, или э — если транзистор включен по схеме ОЭ. Кроме того, приращения входных и выходных токов и напряжений нужно заменить приращениями напряжений и токов соответствующих электродов транзистора с учетом конкретной схемы включения (рис. 14).

Значения h-параметров зависят от режима работы транзистора, т. е. от напряжений и токов его электродов. Режим работы транзистора определяется на характеристиках положением рабочей точки, которую будем обозначать в дальнейшем буквой А. Если указано положение рабочей точки А на семействе статических входных характеристик транзистора, включенного по схеме ОЭ (рис. 14, а), параметры h_11э и h_12э определяются следующим образом:

Параметры h_21э и h_22э определяются в рабочей точке А по выходным характеристикам (рис. 14, б) в соответствии с формулами:

Аналогично рассчитываются h-параметры для схемы ОБ.

При расчете параметров h₁₂ и h₂₁ надо токи и напряжения подставлять в формулы в основных единицах измерения.

Параметр h_21б называют коэффициентом передачи тока в схеме ОБ, а h_21э — коэффициентом передачи тока в схеме ОЭ. В отличие от статических коэффициентов передачи h_21Б и h_21Э — рассчитываемых как отношение выходного тока к входному в схемах ОБ и ОЭ, параметры h_21б и h_21э определяются как отношения изменений выходных токов к вызвавшим их изменениям входных токов. Иными словами, параметры h_21б и h_21э характеризуют усилительные свойства транзистора по току для переменных сигналов.

Частотные свойства биполярного транзистора

Параметры транзистора зависят от режима работы и частоты усиливаемых сигналов. Так, с увеличением частоты уменьшается абсолютное значение, или модуль, коэффициента передачи тока базы h_21э . Модуль коэффициента обозначают | h_21э |. Частота, на которой | h_21э | уменьшается в раз по сравнению с его значением на низкой частоте, называется предельной частотой передачи тока базы f_h21э . Частота, на которой | h_21э | уменьшается до 1, называется граничной f_гр (или f_г ).

При работе транзистора на частотах, превышающих f_h21э его усилительные свойства уменьшаются вплоть f_гр . На частотах, превышающих fгр, транзистор вообще не усиливает. Поэтому величины f_h21э или f_гр позволяют судить о возможности работы транзистора в заданном диапазоне частот. По значению граничной частоты все транзисторы подразделяются на низкочастотные ( f_гр <3 МГц), средней частоты (3 МГц< f_гр < 30 МГц) и высокочастотные ( f_гр >30 МГц). Транзисторы, у которых f_гр > 300 МГц, называют сверхвысокочастотными.

В справочниках по полупроводниковым приборам для транзисторов обычно указываются модуль коэффициента передачи тока базы | h_21э | и частота f , на которой определено его значение. По этим данным легко установить граничную частоту:

Например, для транзистора типа ГТ320Б значение | h_21э |=6 на частоте f =20 МГц. Следовательно, граничная частота этого транзистора f_гр = 20 · 6 = 120 МГц.

3. Определение положения рабочей точки.

Рабочая точка есть точка С, расположенная на нагрузочной линии, характеризующаяся значениями I_С и U_С, которые определяют напряжение и ток коллектора в статическом режиме работы усилителя (в отсутствии входного сигнала). Положение рабочей точки определяется тем, кто рассчитывает усилитель, исходя из следующих соображений:

1. Если мы хотим получить на выходе максимальное выходное напряжение U_вых, то положение рабочей точки С выбирается в середине рабочего участка нагрузочной линии. При таком положении точки С она оказывается расположенной в середине интервала напряжения DU_K, а так как изменение U_K соответствует изменению выходного напряжения, то в DU_K укладывается полный выходной сигнал, и соответствуетU_ампл. выходного сигнала.

2. Во всех остальных случаях рабочая точка С смещается в направлении точки В. При этом выходной сигнал уменьшается. Смещение точки С в направлении точки В обуславливает минимальное потребление электроэнергии в статическом режиме работы.

Пусть положение точки С выбирается из условия получения максимального выходного сигнала (в середине рабочей области нагрузочной линии). Определяем для С значения I_KС и U_KС (Рис. 8), эти значения определяют статический режим работы усилителя. Таким образом, мы при выполнении 1, 2 и 3 этапов определили R_Н, U_KC, I_KC, DI_K, DU_K.

4. Перенос рабочей точки с на семейство входных характеристик.

Так как нагрузочная линия пересекает выходные характеристики, а каждая выходная характеристика определяется для конкретного тока базы, то каждая из точек пересечения соответствует определенному значению тока базы. Это позволяет проградуировать нагрузочную линию в значениях тока базы и рассматривать её как ось тока базы

Введя ось тока базы, мы можем определить значение I_б, соответствующее точке С.

Определим значение I_бС.

Перейдем к рассмотрению семейства входных характеристик (Рис. 9).

Осуществим перенос рабочей точки С на семейство входных характеристик. Для этого на оси тока базы отметим значение тока базы, соответствующее I_бС. Проведем через точку, соответствующую I_бС, прямую, параллельную оси U_бэ.

Эта прямая пересечет семейство входных характеристик. Каждая входная характеристика определялась для конкретного значения U_К, следовательно точки пересечения прямой линии и входных характеристик будут соответствовать конкретным значениям U_к, что позволяет совместить прямую с осью напряжений на коллекторе. На этой проградуированной оси отметим точку, соответствующую U_кС. Эта точка и будет точкой С. Перенесем таким же образом точки А и В на входные характеристики и построим по ним нагрузочную линию (Рис. 10). Она не обязательно будет прямой линией. Следует не забывать, что транзистор — нелинейный прибор.

Определим для точки С напряжениеU_бэС.

5. Расчет делителя на входе усилителя.

Будем исходить из допущения, что

Тогда общее сопротивление R делителя определится:

, током базы можно пренебречь.

R₁=R-R₂

6. Моделирование работы усилителя.

Проведем моделирование работы усилителя на основе биполярного транзистора.

Будем предполагать, что рассматривается схема усилителя, рассмотренная перед этим. Нам даны семейства входных и выходных характеристик для биполярного транзистора, используемого в схеме усилителя. Входной сигнал описывается соотношением:

Будем полагать, что входной сигнал представляет собой идеальную синусоиду.

Пусть амплитудное значение равно 1 или 10, тогда U_вых»sinj, а синусоиду построить достаточно легко, воспользовавшись табличными значениями sinj.

Обратимся к семейству входных характеристик. На семействе входных характеристик построена нагрузочная линия АСВ. Проведем через точку С прямую, перпендикулярную к оси U_бэ, и продолжим её вниз. Построенная линия будет представлять собой ось времени t, на которой мы построим нашу синусоиду.

Полный период синусоиды состоит из положительного и отрицательного полупериодов и соответствует или 360 0 . Разобьем каждый полупериод на участки относительно оси t, равные 15 0 , и спроецируем точки синусоиды, соответствующие этим значениям, на нагрузочную линию.

Построим дополнительную ось t | , проводя через точку С линию, параллельную оси U_бэ. На этой оси за осью I_б выделим участки, соответствующие 15 0 периода входного сигнала. Они должны равными интервалам 15 0 на оси t. Проведем через каждую точку линии, перпендикулярные оси t | . После этого через точки, лежащие на нагрузочной линии (точки проецирования), проведем линии, параллельные оси t | , до пересечения с вспомогательными линиями, построенными к оси t | . По точкам пересечения построим синусоиду. Построенная синусоида может отличаться от синусоиды входного сигнала, так как транзистор все же нелинейный прибор и об этом нельзя забывать. Построенная синусоида показывает, как изменяется ток базы при изменении входного сигнала (Рис. 11).

На втором этапе моделирования входной сигнал (синусоиду тока базы) нужно перенести на семейство выходных характеристик. Для этого проделаем некоторую предварительную работу.

Воспользуемся тем, что нагрузочная прямая может быть представлена осью тока базы. Градуировка оси I_б достаточно проста. Каждая кривая I_б=f(U_б) соответствует конкретному значению I_б, и точка пересечения с линией нагрузки соответствует этому значению I_б.

Проведем через точку С ось t || , перпендикулярную к оси I_б и перенесем на неё синусоиду тока базы с семейства входных характеристик. При переносе следует не забывать, что мы переносим не её геометрический образ, а значения токов базы.

Строим вспомогательную ось t ||| , проходящую через точку С, параллельную оси U_К, и проецируем на неё построенную синусоиду, используя прямую нагрузки как вспомогательную ось. Вся процедура моделирования показана на рисунках 11 и 12.

Заочники пользуются данными методическими указаниями при выполнении контрольной работы №1. По таблицам строятся семейства входных и выходных характеристик. Определяются значения h₁₁иh₂₁. Значение К_u соответствует двум последним цифрам номера зачетки. Расчет проводится в соответствии с указаниями, включая моделирование работы УНЧ.

Простейшие способы установки исходной рабочей точки

Выше говорилось, что задание положения исходной рабочей точки транзистора по постоянному току осуществляется внешними цепями смещения. Такие цепи могут иметь различную конфигурацию, зависящую от нескольких факторов: типа транзистора, схемы включения, необходимости обеспечения устойчивости к температурным воздействиям и независимости от параметров конкретного транзистора.

Как известно, существует три варианта включения биполярных транзисторов в усилительные электрические цепи: схема с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ), с общим коллектором (ОК). Свои названия эти схемы получили по имени электрода, относительно которого производится задание всех напряжений и сигналов в цепи. В принципе, способы установки положения рабочей точки по постоянному току можно было бы рассматривать, вообще абстрагируясь от конкретных схем включения, опираясь только на знание физических процессов внутри прибора. Однако это и не принято и неудобно, и не совсем приближено к практике. Поэтому применим классический подход, и будем анализировать названные случаи по отдельности.

Схема с общим эмиттером

На рис. 3.3 приведена упрощенная схема включения биполярного транзистора п-р-п-типа с ОЭ, а на рис. 3.4 — семейства типичных статических характеристик этой схемы.

а) входные характеристики б) выходные характеристики

в) характеристика передачи г) характеристика обратной связи

Рис. 3.4 Статические характеристики схемы с ОЭ

Внимательное рассмотрение этих характеристик позволяет сделать ряд полезных заключений о работе транзистора в анализируемой схеме. Естественно, рассматривать следует те участки характеристик, которые соответствуют активному режиму работы транзистора.

Во-первых, из входных характеристик (рис. 3.3,а) видно, что при достижении током базы IБо определенного уровня он практически перестает влиять на напряжение IБЭ , а вот незначительное изменение этого напряжения может приводить к существенным колебаниям тока IБо. Выходные характеристики (рис. 3.3,6) и характеристики передачи (рис. 3.3,в) позволяют сделать следующие заключения. Ток базы в активном режиме оказывает большое влияние на ток коллектора IКо (естественно, и на ток эмиттера IЭ0, поскольку ), а тот одновременно незначительно зависит от колебаний напряжения

Итоговый вывод следующий: при включении по схеме с ОЭ на положение рабочей точки биполярного транзистора (т.е. на ток коллектора IКо), находящегося в режиме линейного усиления (активный режим), наибольшее влияние оказывает ток базы IБо, который, в свою очередь, может сильно колебаться под воздействием изменений напряжения . Токи коллектора IКо и эмиттера IЭ0 практически полностью определяются током базы транзистора. Напряжение не оказывает существенного влияния на другие электрические показатели каскада и должно выбираться только из соображений обеспечения нахождения транзистора в области линейного усиления и непревышения предельных электрических режимов на электродах транзистора.

На практике получили распространение два способа обеспечения заданного положения рабочей точки по постоянному току: схема с фиксированным током базы (рис. 3.5) и схема эмиттерно-базовой стабилизации (рис. 3.6).

В первой схеме стабильность всех показателей каскада по постоянному току базируется на поддержании устойчивого значения тока базы транзистора 1Б Достигается это созданием безальтернативной цепи протекания постоянного тока через резистор и эмиттерный переход транзистора VT1. Поскольку сопротивление эмиттерного перехода мало, то ток IБ целиком определяется напряжением питания и значением базового сопротивления :

Стабильность тока базы в рассматриваемой схеме приводит к стабильности тока коллектора, поскольку

— статический коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ.

Но данная формула также демонстрирует и основной недостаток схемы с фиксированным током базы (рис. 3.5).

Дело в том, что при производстве биполярных транзисторов возникает большой разброс в возможных значениях коэффициента т.е. для разных экземпляров приборов необходимо устанавливать разные токи базы , чтобы обеспечить требуемое значение тока коллектора (заметим, что в выборе этого параметра практически недопустимы никакие вольности, он определяет множество важнейших характеристик каскада, например, таких, как коэффициент усиления, линейность усиления, потребляемая мощность и т.п.). Таким образом, конкретная величина сопротивления RБ будет определяться теми характеристиками, которые присущи именно конкретному экземпляру примененного в каскаде транзистора, а не всем приборам данной серии. Это крайне неудобно при серийном производстве, поэтому схема с фиксированным током базы не находит широкого применения, гораздо больше распространена схема эмиттерно-базовой стабилизации (рис.3.6) и различные ее доработки.

Как следует из названия, в этой схеме положение исходной рабочей точки каскада стабилизируется за счет поддержания неизменного значения напряжения на переходе эмиттер база транзистора.

Простейший способ обеспечения данного режима состоит в применении подключенного к базе транзистора делителя напряжения на двух резисторах , , ток через который значительно превышает все возможные значения тока базы IБо (это гарантирует, что ток базы транзистора не будет оказывать сколь-либо существенного влияния на напряжение в средней точке делителя). Стабильное напряжение на эмиттерном переходе автоматически стабилизирует ток коллектора IКо транзистора. Действительно, ведь

Поскольку такой физический параметр транзистора, как сопротивление эмиттерной области ; остается достаточно стабильным при массовом производстве, то и отпадает необходимость подбирать элементы делителя напряжения под каждый конкретный прибор — достаточно лишь один раз произвести расчеты, учитывая типономинал применяемых транзисторов и требуемое значение тока коллектора (эмиттера). Таким образом, схема эмиттерно-базовой стабилизации оказывается гораздо более удобной при массовом производстве и поэтому используется гораздо чаще (у нее есть и другие достоинства, сделавшие ее столь популярной).

Схема с общим коллектором

Упрощенная схема включения биполярного транзистора п-р-п-типа с общим коллектором (ОК) приведена на рис. 3.7. На рис. 3.8 представлены входные статические характеристики этой схемы. Ее выходные характеристики с учетом практически полностью совпадают с выходными характеристиками схемы с ОЭ (рис. 3.3,6).

Из статических характеристик видно, что напряжение на коллекторном переходе , которое является входным для схемы с ОК, имеет большое влияние на ток базы транзистора (но не наоборот) и почти совпадает (с учетом ) c напряжением

Рис. 3.7. Упрощенная схема включения биполярного транзистора n-p-n типа с ОК

В то же время выходной ток IЭо оказывается значительно выше входного тока Iбо и линейно от него зависит: . Из этого следует важная особенность схемы с ОК: большое входное и низкое выходное сопротивление, что позволяет использовать ее как усилитель тока в различных цепях (при равенстве коэффициента усиления по напряжению единице схему с ОК принято называть эмиттерным повторителем).

На рис. 3.9 изображена схема задания смещения в транзисторном каскаде с ОК. Данная схема очень похожа на схему эмиттерно-базовой стабилизации, рассмотренную ранее для каскада с ОЭ, однако здесь мы стабилизируем напряжение на участке коллектор-база транзистора. Оказывается, что это также позволяет однозначно определить рабочую точку каскада (при заданном стабильном напряжении коллектор-база мы имеем стабильное значение тока базы и линейно от него зависящих токов эмиттера и коллектора транзистора). В схеме с ОК в цепи протекания тока базы Iбо кроме перехода эмиттер — база транзистора VТ1 всегда оказывается также резистор Здесь данный резистор фактически играет роль нагрузки.

Рассмотрим несколько подробнее его влияние на происходящие в каскаде процессы.

Итак, делитель на резисторах позволяет стабилизировать напряжение UБКо на коллекторном переходе транзистора VТ1. Поскольку это напряжение очень близко по значению к напряжению UЭКо, на долю участка база — эмиттер остается достаточно незначительный диапазон возможных значений, причем увеличение напряжения на эмиттерном переходе UЭБо возможно только за счет снижения падения напряжения на резисторе , т.е. при уменьшении тока эмиттера IЭо, и наоборот. Но само по себе уменьшение тока эмиттера должно вызывать не увеличение, а уменьшение напряжения на эмиттерном переходе транзистора. Действительно:

Таким образом, в схеме имеет место отрицательная обратная связьпо току нагрузки.

Заметим, что значение сопротивления Rэ в этой схеме не может быть ни слишком большим, ни слишком малым, поскольку, с одной стороны, оно определяет режим работы каскада по токам , а с другой — является нагрузкой в цепи протекания выходного тока усилительного каскада (вспомним, что схема с ОК применяется именно как усилитель тока). Зачастую в реальных схемах резистора как такового и нет, его роль может выполнять входное сопротивление следующего за эмиттерным повторителем каскада.

В дальнейшем будет показано, что введение дополнительного сопротивления в эмиттерную цепь протекания тока транзистора может оказаться полезным и в каскаде с ОЭ. Там это сопротивление будет выполнять только роль элемента обеспечения ООС по току, поскольку нагрузка включается в коллекторную цепь. Может показаться, что смещение каскада с ОК можно организовать и способом, аналогичным тому, который был использован в схеме с фиксированным током базы на рис. 3.5. Например, это могло бы выглядеть так, как показано на рис. 3.10, но это ошибочное решение. Дело в том, что здесь в цепи протекания тока Iбо появляется резистор падение напряжения на котором зависит в основном от тока IK0, т.е. даже незначительные колебания (например, ввиду колебаний температуры) тока IK0 могут привести к изменению тока базы Iбо транзистора и, соответственно, к значительному смещению рабочей точки каскада.

Схема с общей базой

Упрощенная схема каскада с ОБ и ее статические характеристики приведены на рис. 3.11, 3.12.

Рис. 3.11. Упрощенная схема включения биполярного транзистора n-р-n-типа с ОБ

Рис. 3.12. Статистические характеристики схемы с ОБ.

Рис. 3.13. Высокочастотный усилитель по схеме с ОБ и эмиттерно-базовой стабилизацией (а) и его упрощенная схема для сигнала в рабочей полосе частот (б) Здесь и далее везде номиналы элементов, приводимые на схемах в скобках, даются в качестве примера. Следует, однако, понимать, что многие из рассматриваемых схем по ряду своих параметров не являются оптимальными для использования на практике, а носят скорее познавательно-учебный характер

Для задания смещения в схеме с ОБ используются все те же принципы, которые были описаны выше для каскадов с ОЭ и ОК: либо стабилизируется ток базы I, либо: напряжение на эмиттерном переходе транзистора . Топология каскада с ОБ такова, что оба варианта в нем реализуемы только при разделении цепей по постоянному и переменному токам (исключения возможны, если мы будем использовать источник питания со средней точкой или несколько источников питания), что неосуществимо для низкочастотных усилительных каскадов. Именно поэтому такие усилители применяются, как правило, только на достаточно высоких частотах (реже как динамические нагрузки других каскадов).

Пример схемы высокочастотного усилителя на транзисторе во включении с ОБ с эмиттерно-базовой стабилизацией рабочей точки по постоянному току приведен на рис. 3.13. А на рис. 3.14 показано, как можно обеспечить смещение при наличии источника питания со средней точкой или двух независимых источников питания.

Рис. 3.14. Каскад на биполярном транзисторе по схеме с ОБ питанием от источника со средней точкой или от двух независимых источников питания

Параметры биполярных транзисторов. Выбор рабочей точки

При расчете схем, построенных на транзисторах, используют метод замещения эквивалентной схемой. В нее могут быть включены: 1) генераторы токов, учитывающие взаимные влияния эмиттерного и коллекторного переходов (a_II₁, a_NI₂); 2) идеальные диоды Д_Э и Д_К, определяющие нелинейность проводящих свойств р-п-переходов; 3) сопротивления эмиттерной, базовой и коллекторной областей (r_Э , r_Б , r_К); 4) сопротивления утечек р-п-переходов (r_{Э ут} , r_{К ут}); 5) диффузионные и барьерные емкости эмиттерного и коллекторного переходов (С_Э.диф, С_К.диф, С_Э.бар , С_Э.бар). Такая общая схема замещения биполярного транзистора п-р-п-типа представлена на рис. 10.1.

Полная эквивалентная схема транзистора имеет сложный вид и неудобна для анализа и расчета электронных цепей. Поэтому при расчете режимов работы транзисторных каскадов на постоянном токе, когда требуется выбирать положение рабочей точки, характеризующей токи транзистора и падения напряжения на нем (режим большого сигнала), используют эквивалентные схемы транзистора для постоянного тока (рис. 10.2 и 10.3). В них учтены только основные факторы, влияющие на постоянные токи и падения напряжения на электродах транзистора.

В качестве напряжения U_БЭ,которое запирает идеализи­рованный диод (эмиттерный р-п-переход) и является контактной разностью потенциалов, обычно используют пороговое напря­жение U_пор. Значение его находят как точку пересечения прямой линии, аппроксимирующей входную вольт-амперную характеристику в области больших токов с осью абсцисс (см. рис. 10.4); r_Э— сопротивление р-п-перехода, значение которого зависит от режима работы транзистора и меняется в активном режиме в пределах от долей Ом до десятков Ом; r_Б1 — омическое сопротивление тела базы (достигает 100¸200 Ом).

В транзисторах типа п-р-п в эквивалентной схеме меняется направление генераторов тока, полярность включения диода и напряжения U_БЭ.

При анализе усилительных свойств устройства, работос­пособность которого обеспечена выбором необходимых токов и напряжений, используют эквивалентные схемы для перемен­ного тока, показанные на рис. 10.5 и рис. 10.6.

Так как значения напряже­ний и токов переменного сигнала обычно значительно меньше, чем постоянного, то такие эквивалентные схемы часто назы­вают малосигнальными. Так как значения напряже­ний и токов переменного сигнала обычно значительно меньше, чем постоянного, то такие эквивалентные схемы часто назы­вают малосигнальными.

Барьерная емкость коллекторного перехода С_К определяется с помощью тех же выражений, что и для диодов и р-п-переходов, причем емкость в схеме с ОЭ увеличивается в (1 + b) раз. Это вытекает из уравнения (5.23). Действительно, при учете емкости запертого коллекторного перехода его сопротивление для переменного тока определяется эквивалент­ным сопротивлением Z_K, состоящим из включенных парал­лельно сопротивлений r_Kдиф и 1/(jwС_K):

В схеме с ОЭ, показанной на рис. 10.7, сопротивление Z_K уменьшается в (1 + b) раз (так же, как это было показано для r_K.диф):

Следовательно, в схеме с ОЭ:

При расчетах генератором напряжения m_ЭКU_КБ обычно пренебрегают ввиду малости его напряжения. Учитывая малость сопротивления r_{Э диф} по сравнению с r_Б1, в приближенных можно положить r_Э.диф = 0.

На относительно низких частотах можно пренебречь емкостью (в схеме ОБ) или (в схеме ОЭ). В таком приближении эквивалентные схемы биполярного р-п-р-транзистора имеют вид, представленный на рис. 10.7.

Биполярный транзистор можно представить в виде четырехполюсника. Эта замена производится в соответствии с тем, как выглядит система линейных уравнений, приближенно описывающих электрические свойства транзистора. Для биполярных транзисторов чаще всего используется система H-параметров. В этом случае вводится схема замещения транзистора, показанная на рис. 10.8.

При любой схеме включения транзистор может быть представлен в виде такого активного четырех­полюсника. На входе этого четырехполюсника действует напряжение и₁и протекает ток i₁,а на выходе — напряжение и₂и ток i₂. Система уравнений, показывающая связь напряжений и токов с h-параметрами, имеет вид

Система уравнений может быть представлена также в обычном виде:

Физический смысл входящих в систему параметров определяется равенствами, определенными из системы (10.5) при предельных условиях.

Из вида равенств (10.6) следует, что представляет собой входное сопротивление четырехполюсника, определенное при коротком замыкании на его выходе. Параметр h₁₂ является коэффициентом обратной связи по напряжению при холостом ходе на входе четырехполюсника, h₂₁ является для четырехполюсника коэффициентом передачи по току, определенным при коротком замыкании на его выходе, а h₂₂ — выходным сопротивлением четырехполюсника при холостом ходе на его входе.

По эквивалентным схемам тран­зистора можно найти, от чего зависит каждый из коэффициентов. Если С_К и генератор напряжения m_экU_КБ не учитывать, то для схем с ОБ и с ОЭ (см. рис. 10.5 и 10.6) малосигнальные h-параметры (обозначим их звездочкой) равны:

В равенствах (10.7) и (10.8) учтено, что сопротивление базы у реальных транзисторов порядка сотен Ом. Значения сопротивления r_К.диф находятся в пределах от долей до десятков МОм, а a » 0,9¸0,99.

Аналогичный вид имеют статические значения h-параметров, определенные с помощью эквивалентной схемы для постоян­ного тока. Однако наиболее часто представляют интерес только значения h_2lЭ и h_21Б:

Они равны интегральным коэффициентам передачи эмиттерного и базового токов.

В технических условиях на транзисторы обычно задают не коэффици­енты a иb, а равные им в первом приближении параметры h_21Б и h_2lЭ. В дальнейшем при анализе цепей с биполярными транзисторами будут использованы параметры транзистора, выраженные именно через коэффициенты четырехполюсника. Что касается коэффици­ентов a и b,то их используют лишь для объяснения физических особенностей работы различных полупроводниковых приборов.

Рассмотрим графоаналитический способ расчета параметров рабочей точкибиполярного транзистора, планируемого для использования в качестве активного элемента линейного усилителя электрических сигналов. Этот способ применим как при расчете маломощного усилительного узла (каскада), проектируемого по схеме ОЭ, так и в маломощных каскадах ОБ и ОК. Расчет мощных выходных усилительных каскадов имеет свои особенности, которые здесь не рассматриваются.

Расчет маломощного усилительного каскада необходимо начинать с выбора конкретного типа транзистора. В первую очередь необходимо согласовать выходные параметры выбираемого транзистора с параметрами нагрузки проектируемого каскада — с сопротивлением нагрузки и требуемой амплитудой напряжения и тока на ней.

При расчете усилительного каскада также должны быть учтены параметры усиливаемого сигнала. В частности, от них зависят требования, предъявляемые к входным цепям проектируемого каскада. От того, каковы порядки величин амплитуды напряжения усиливаемого сигнала и выходного сопротивления его источника, зависит выбор типа усилительного каскада (ОЭ, ОБ или ОК). От амплитуды усиливаемого сигнала зависит также положение рабочей точки транзистора в пространствах представления семейств его входных и выходных вольтамперных характеристик (ВАХ).

В общем случае любой из электрических параметров усиливаемого сигнала (иногда его называют информационным сигналом) представляет собой сложную функцию от времени. Если эта функция периодическая, то она может быть представлена в виде ряда Фурье. Ряд содержит постоянную составляющую и бесконечное количество гармонических составляющих (гармоник). Частоты всех высших гармоник в целое число раз больше частоты первой (основной) гармоники. Их амплитуды убывают (не монотонно) по мере увеличения номера гармоники. Совокупность всех гармоник периодического сигнала называют его спектром. Спектр периодического сигнала является дискретным.

Спектр непериодического информационного сигнала является непрерывным. В нем содержатся практически все возможные частотные составляющие, содержащиеся в интервале частот от 0 до ¥. Этот спектр можно получить путем разложения временной функции рассматриваемого непериодического сигнала на постоянную и гармонические составляющие. Такое разложение осуществляется с помощью интеграла Фурье. Указанное математическое преобразование называется прямым интегральным преобразованием Фурье. В результате такого преобразования информационный сигнал представится в виде бесконечного числа гармонических составляющих, амплитуда которых будет немонотонно убывать с возрастанием частоты.

Во всех случаях расчет усилительного каскада можно проводить отдельно для каждой гармонической составляющей информационного сигнала. На практике такой расчет выполняют отдельно для трех значений частоты, относящихся к рабочему диапазону частот усилительного каскада (нижняя и верхняя граничные частоты и частота, относящаяся к середине диапазона). При этом появляются широкие возможности для значительного упрощения расчетной процедуры. Например, расчет для низких частот позволяет пренебрегать индуктивностью проводников и частотной зависимостью параметров транзистора. Однако в этом случае необходимо учитывать частотную зависимость реактивных сопротивлений разделительных и шунтирующих электрических конденсаторов. На средних частотах иногда приходится учитывать частотные зависимости параметров транзистора, но все еще можно не учитывать индуктивность проводников. Емкости разделительных и шунтирующих конденсаторов можно считать бесконечно большими. В диапазоне высоких частот важное значение приобретают частотная зависимость параметров транзистора и индуктивность соединительных проводников.

При выборе рабочей точки транзистора прежде всего необходимо рассматривать постоянную составляющую токов и напряжений в цепях транзистора и наиболее интенсивные гармонические составляющие усиливаемого им сигнала. Положение рабочей точки определяется на двух плоскостях, являющихся пространствами представления выходных и входных ВАХ транзистора.

1) В первую очередь рабочую точку следует задать на плоскости <U_КЭ, I_К>. Эта плоскость образуется осью напряжений между коллектором и эмиттером транзистора (U_КЭ) и осью токов коллектора (I_К). На ней представляется семейство выходных ВАХ и строится нагрузочная прямая.

Положение нагрузочной прямой зависит от того, в каком режиме должен работать транзистор. Амплитуда усиливаемого сигнала в режиме линейного усиления может быть различной величины. В одних случаях приходится усиливать очень слабые электрические сигналы, в других случаях амплитуда усиливаемого сигнала может оказаться относительно большой. Для этих двух крайних ситуаций положение нагрузочной прямой различно.

В случае сильного сигнала наиболее целесообразным является такое положение нагрузочной прямой, при котором она проходит через точку максимального изгиба верхней ветви семейства выходных ВАХ транзистора. На рис. 10.9 эту точку обозначили символом А₁. Второй определяющей точкой искомой нагрузочной прямой является точка C₁, лежащая на оси напряжений U_КЭ и соответствующая напряжению источника питания, Е_пит. Напряжение Е_пит не должно превышать величины 0,8×U_{КЭ.пред.} (где U_{КЭ.пред.} указывается в списке основных параметров рассматриваемого транзистора и соответствует предельно допустимому напряжению между его коллектором и эмиттером). При этом следует иметь в виду, что занижение значения Е_пит ведет к уменьшению коэффициента усиления каскада по напряжению.

Таким образом, в случае сильного сигнала (для режима линейного усиления) нагрузочная прямая должна примерно совпадать с наклонной сплошной линией, проходящей через точки А₁C (см. рис. 10.9). Очевидно, что при данном сопротивлении нагрузки указанное положение нагрузочной прямой может быть реализовано лишь в случае выбора подходящего транзистора. Во-первых, ни одна из точек нагрузочной прямой не должна оказаться выше точечной линии, построенной согласно равенству:

где Р_К.макс – максимально допустимая рассеиваемая мощность на транзисторе.

Во-вторых, величина I_К.01, определяемая равенством

и соответствующая точке пересечения нагрузочной прямой с осью токов коллектора (I_К), не должна превышать предельно допустимого тока коллектора выбираемого транзистора. В выражении (2) R_К и R_Э обозначают сопротивления, обычно включаемые в цепи коллектора и эмиттера биполярного транзистора. В схеме ОЭ сопротивление R_Э служит для термостабилизации режима работы транзистора, причем R_Э » (0,15¸0,25)R_К. В схеме ОК обычно R_К = 0, а сопротивление R_Э (вместе с разделительной емкостью) служит для выделения усиленного сигнала из полного тока эмиттера. Сопротивление нагрузки обычно имеет тот же порядок величины, что и сопротивление R_К (в схеме ОЭ) или сопротивление R_Э (в схеме ОК). Для низкочастотных и среднечастотных усилителей рекомендуются следующие соотношения между R_К и R_Н или R_Э и R_Н: R_К/R_Н = 1,5¸2,0 или R_Э/R_Н = 1,5¸2,0.

Обозначим точку пересечения рассматриваемой нагрузочной прямой с самой нижней ветвью семейства выходных ВАХ символом В₁. Координаты этой точки определяют максимально значение напряжения между коллектором и эмиттером транзистора, которое реализуется при токе базы I_Б = 0.

Точке А₁ на рис.10.9 соответствует состояние полностью открытого транзистора. Ее координаты имеют смысл максимального коллекторного тока насыщения (I_К..нас) и остаточного напряжения насыщения (U_КЭ.нас.).

Таким образом, длины проекций отрезка прямой А₁В₁ на оси I_К и U_КЭ, выраженные в соответствующих масштабных единицах, равняются удвоенным значениям максимальных амплитуд переменных составляющих напряжения U_КЭ и тока I_К. Отсюда ясно, что в случае сильного сигнала рабочая точка транзистора (РТ₁) должна приблизительно совпадать с серединой отрезка прямой А₁В₁. Координатами выбранной рабочей точки будут являться величина постоянного тока (I_К.РТ), протекающего в цепи коллектора в отсутствие сигнала на входе усилительного каскада, и величина постоянного напряжения (U_КЭ.РТ), действующего между коллекторным и эмиттерным выводами транзистора также в отсутствие входного сигнала.