Как работает повышающий преобразователь

Как работает повышающий преобразователь

Повышающий импульсный стабилизатор напряжения

Назначение и электрическая схема

Повышающие импульсные стабилизаторы напряжения используются в случаях, когда необходимо напряжение, превышающее имеющееся напряжение питания. На практике повышающие импульсные стабилизаторы используются, если необходимый уровень выходного напряжения в 1,5-3 раза превышает питающее входное напряжение.

Принципиальная электрическая схема повышающего импульсного стабилизатора напряжения представлена на рисунке BOOST.1.

Рисунок BOOST.1 — Принципиальная электрическая схема повышающего импульсного стабилизатора напряжения

Принцип работы

Принцип работы заключается в следующем. В интервал времени, когда ключевой транзистор открыт, ток от источника питания протекает через дроссель L, играющий роль накопителя энергии. Ток в дросселе растет и энергия в нем накапливается. При этом диод VDзакрыт и питание нагрузки осуществляется только за счет энергии запасенной в конденсаторе фильтра С_out. В следующий интервал, когда транзистор закрыт, ток протекает по контуру «источник питания» — «дроссель» — «конденсатор фильтра//нагрузка». Таким образом, к выходному конденсатору и нагрузке прикладывается суммарное напряжение источника и ЭДС самоиндукции дросселя, чем и обеспечивается повышение напряжения относительно входного. Важно понимать, что на этой стадии энергия, запасенная в дросселе расходуется на подзаряд выходного конденсатора и передается в нагрузки.

Стадии рабочего цикла стабилизатора

В работе схемы стабилизатора четко выражены два периода:

— период потребления энергии длительностью t_i (impulse);

— период передачи энергии в нагрузку длительностью t_l (load).

Ключевое отличие от понижающего стабилизатора заключается в том, что ток подзаряда конденсатора фильтра С_out (и соответственно идущий в нагрузку) протекает не в течение всего периода. В связи с этим пульсации при прочих равных существенно больше. Но об этом позже.

Поскольку ток потребляется от источника только часть всего периода (как и у понижающего стабилизатора), то на входе стабилизатора присутствует входная ёмкость C_inиграющая роль энергетического (токового) буфера. Выходная емкость C_out сглаживает пульсации напряжения на нагрузке, обусловленные периодичностью подзаряда.

Рисунок BOOST.2 — Временные диаграммы работы преобразователя [Marian K. Kazimierczuk. Pulse-width Modulated DC-DC Power Converters. Wiley. 2008. 808 p.]

Период потребления энергии

Период потребления энергии начинается, когда сигнал с ШИМ-контроллера открывает ключевой транзистор. При этом ток протекает по цепи «источник питания» — «дроссель» — «ключевой транзистор». К силовому дросселю прикладывается разность входное напряжение питания V_IN, под действием которой ток через дроссель начинает увеличиваться. Изменение тока дросселя ΔI_L+ на стадии потребления энергии определяется выражением:

t_i – длительности периода включенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

V_IN – входное напряжение.

На этой стадии питание нагрузки осуществляется только за счет энергии конденсатора фильтра, который разряжается. В течение всего интервала к диоду VD прикладывается обратное напряжение, равное выходному напряжению стабилизатора V_OUT.

Период передачи энергии в нагрузку

Период передачи энергии в нагрузку начинается после выключения транзистора. При этом диод VD открывается и ток поддерживаемый дросселем протекает по цепи «источник питания» — «дроссель» — «диод» — «конденсатор фильтра//нагрузка». Силовой дроссель, в котором к началу стадии набрал максимальный ток, начинает «разряжаться» в конденсатор с напряжением V_OUT, и ток через дроссель начинает уменьшаться. Изменение тока дросселя ΔI_L+на стадии паузы определяется выражением:

При этом происходит передача энергии запасенной в дросселе. Часть тока дросселя идет на подзаряд конденсатора фильтра, другая часть — в нагрузку. К закрытому ключу VTприкладывается напряжение равное выходному напряжению стабилизатора V_OUT.

Связь входного и выходного напряжения стабилизатора

Выведем соотношение для выходного напряжения стабилизатора. В установившемся режиме выполняется условие равенства роста тока дросселя за интервал потребления энергии спаду тока за интервал передачи энергии:

Подставляя в это выражение соотношения для ΔI_L+ и ΔI_L- получаем:

Проводим ряд преобразований:

То, подставляя эти выражения в предыдущее, получаем:

q — коэффициент заполнения.

Это соотношение связывает входное V_IN, выходное напряжение V_OUT и коэффициент заполнения импульсов q. повышающего импульсного стабилизатора напряжения.

Из соотношения получаем, что с увеличением скважности импульсов выходное напряжение увеличивается.

Выражая из базовой формулы q получаем:

Взаимосвязь между входным и выходным током повышающего стабилизатора

Определим взаимосвязь между входным и выходным током повышающего стабилизатора. Без учета потерь соотношение для баланса мощностей будет выглядеть так:

Входная мощность есть интеграл от произведения тока на напряжение по времени:

Выходная мощность определяется аналогично:

И поскольку выходное напряжение и ток постоянны во времени, то:

Из соотношения для баланса мощностей (без учета потерь):

Исходя из связи входного и выходного напряжения через коэффициент заполнения, получаем:

То есть среднее значение входного тока равно:

Из этого выражения видно, что входной ток существенно больше выходного. При этом важно понимать, что этот ток потребляется от источника питания лишь часть периода t_i, определяемую коэффициентом заполнения. Это означает, что амплитуда импульсов тока минимум в 1/q раз больше среднего значения.

Режимы работы стабилизатора: режим прерывистых токов и режим неразрывных токов

Повышающий стабилизатор может работать как в режиме прерывистых так и в режиме неразрывных токов через индуктивность. Однако прерывистый режим нежелателен по двум причинам:

— во-первых, при этом возрастают пульсации выходного напряжения;

— во-вторых, и в главных, в прерывистом режиме возникает большой пиковый ток во входом контуре (контуре накачки) включающей источник питания, силовой ключ и дроссель. Соответственно возрастают потери.

Таким образом, при практических расчетах в подавляющем большинстве случаев выбирают режим непрерывных токов. Однако слишком увлекаться непрерывностью не стоит – при этом увеличиваются габариты дросселя. На рисунке BOOST.3 изображен так называемый пограничный режим между областями непрерывного и прерывистого токов. Вблизи него и работают.

В этом режиме (поскольку импульсы треугольные) величина пульсаций тока через дроссель равна удвоенному значению среднего тока I_{L_avg} через него:

В свою очередь, выходной ток стабилизатора равен среднему значению тока через дроссель:

Рисунок BOOST.3 — Пограничный режим между областями непрерывного и прерывистого токов

Выведем основные соотношения для расчета элементов повышающего импульсного преобразователя.

Расчет параметров элементов повышающего импульсного стабилизатора напряжения

Силовой дроссель

Определим минимальную величину индуктивности силового дросселя, при которой повышающий стабилизатор будет работать в режиме непрерывных токов. Условием граничного режима (рисунок BOOST.3) будет тот факт, что величина пульсаций тока ΔI_L будет равна удвоенному среднему значению входного тока за период I_IN (в условиях треугольных импульсов).

Величина пульсаций тока дросселя ΔI_L определяется выражением:

С учетом выражения для коэффициента заполнения получаем:

С учетом выражения, связывающего выходное и входное напряжения, получаем:

Из этого выражения видно, что при фиксированном выходном напряжении пульсации тока максимальны, когда коэффициент заполнения q проходит через 0,5 в результате изменения выходного напряжения. Из этого следует, что пульсации тока через дроссель максимальны, если выходное напряжение V_OUT повышающего стабилизатора равно удвоенному входному V_IN.

Отсюда следует базовое выражение для нахождения минимальной величины индуктивности дросселя повышающего стабилизатора:

Это соотношение определяет минимально необходимую величину индуктивности силового дросселя повышающего преобразователя для обеспечения работы в условиях непрерывных токов. Еще раз напомним, что при этом пульсации будут равны:

В реальных расчетах индуктивность выбирают с тем учетом, чтобы максимальная величина пульсаций тока дросселя ΔI_{L_max} лежала в диапазоне 30-60 % от величины выходного тока:

Если выходной ток изменяется, то под I_OUT подразумевается номинальное значение выходного тока I_OUT.

Максимальный ток дросселя

Определим максимальную величину тока силового дросселя I_{L_max}. Максимальное значение тока через дроссель равно сумме среднего значения тока через дроссель и пульсации на нем:

Среднее значение тока через дроссель равно среднему значению потребляемого тока (см. выражение для входного тока выше) равно:

Из выражения видно, что среднее значение тока через дроссель возрастает с увеличением коэффициента q.

Значение тока пульсации от q имеет более сложный характер и максимально при qравном 0,5.

Таким образом, максимальное значение тока через индуктивность не превысит суммы среднего значения тока при максимальном q и максимального тока пульсаций (при значениях qмаксимально близких к 0,5):

q_∆Imax — коэффициент заполнения, максимально близкий или равный 0,5, при котором пульсации тока дросселя максимальны.

Среднеквадратичное значение тока дросселя

Среднеквадратичное значение тока дросселя I_{L_rms} определяется выражением для среднеквадратичного значения треугольных импульсов с постоянной составляющей (см. раздел «Резисторы»):

I_OUT – выходной ток;

ΔI_L – пульсация тока дросселя.

Выходной конденсатор фильтра

Выходной конденсатор фильтра C_out играет роль энергетического буфера, поддерживая напряжение на нагрузке в моменты, когда силовой дроссель заряжается (стадия накачки). Кроме этого он же подавляет выбросы возникающие на выходе понижающего преобразователя в периоды когда силовой дроссель разряжается. Поскольку на интервале времени 0..t_i нагрузка предоставлена только конденсатору то пульсации напряжения определяются выражением, описывающем разряд конденсатора:

Или с учетом выражения для коэффициента заполнения получим:

Это выражение определяет пульсации напряжения на выходном конденсаторе за счет процесса заряда-разряда конденсатора.

Из выражения следует выражение для емкости выходного конденсатора фильтра C_out :

I_OUT – выходной ток;

C_out – выходная емкость;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

q — коэффициент заполнения;

ΔV_{Сout_disch} – величина пульсаций на конденсаторе обусловленная его зарядом-разрядом. Величина пульсаций ΔV_{Сout_disch} выбирается в пределах 10-50% от величины выходных пульсаций ΔV_OUT :

Следует практически важный вывод о том, что схемотехника повышающего преобразователя имеет ту особенность, что на величину пульсаций не оказывает значение величина входного напряжения V_IN – входное напряжение и L – индуктивность дросселя.

Величина пульсаций на выходном конденсаторе (размах), обусловленная ESR выходного конденсатора рассчитывается по соотношению:

Выражение в скобках равно размаху тока заряжающего (+I_{L_max}) и разряжающего (-I_OUT) конденсатор C_out. Фактически это разность между положительным заряжающим и отрицательным разряжающим током. Для практических расчетов можно задаться величиной пульсаций не более 2% от величины выходного напряжения.

Отсюда следует выражение для ESR выходного конденсатора:

В первом приближении, можно считать, что амплитуды пульсаций обусловленных разрядом-зарядом емкости и падением напряжения на ESR конденсатора складываются:

Максимальное напряжение на выходном конденсаторе равно максимальной величине выходного напряжения V_{OUT_max} :

Входной конденсатор

Величина емкости входного конденсатора зависит от импеданса входного источника питания. В работе [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. PowerElectronics Technology. June 2006] рекомендуемое значение емкости для обычных лабораторных источников питания выбирают исходя из эмпирического положения «от 10 мкФ до 22 мкФ на ампер».

В случае необходимости более точных расчетов емкость входного конденсатора можно рассчитать по соотношению (раздел «Понижающий импульсный стабилизатор»):

V_IN – входное напряжение стабилизатора;

L_PS – индуктивность цепи питания стабилизатора (индуктивность первичного источника);

ΔV_{Cin_disch} – падение напряжения вследствие разряда конденсатора; ΔV_{Cin_disch} можно выбрать в пределах 1-2% от величины входного напряжения V_IN.

В приведенном выше выражении в качестве входного тока необходимо использовать максимальное значение, равное максимальному току через дроссель I_{L_max}. Таким образом, подставляя, получаем итоговое выражение:

Максимальное значение тока, протекающего через входной конденсатор I_{Cin_max} равно максимальному току через индуктивность (цепь то последовательная…) I_{L_max}:

Величина пульсаций напряжения на входном конденсаторе равна:

Отсюда следуют требования к ESR входного конденсатора.

Для практических расчетов можно задаться величиной пульсаций не более 2% от величины входного напряжения V_IN.

Максимальное напряжение на входном конденсаторе равно максимальной величине входного напряжения V_{IN_max} :

Диод выбирают в соответствии с максимальной рассеиваемой мощностью и величиной обратного напряжения.

Тепловая мощность, рассеиваемая на диоде определяется соотношением:

Поскольку ток через диод I_VD протекает в период (t_i .. T) и по величине он приблизительно равен среднему току через дроссель:

То можно записать для тока диода следующее выражение:

Тогда выражение для тепловой мощности, выделяющейся на диоде примет вид:

q – коэффициент заполнения;

I_OUT – максимальное значение выходного тока;

V_VD – прямое падение напряжения на диоде.

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду равно выходному напряжению стабилизатора V_OUT:

Ключевой транзистор VT

Ключевой транзистор выбирают в соответствии с максимальной рассеиваемой мощностью (рабочим током) и величиной обратного напряжения.

Максимальное обратное напряжение

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к транзисторe равно выходному напряжению стабилизатора V_OUT:

Максимальное значение тока, протекающего через ключевой транзистор I_{VT_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Рассеиваемая на транзисторе мощность складывается из мощности статических потерь P_{VT_stat}, определяющихся падением напряжения на транзисторе и токе через него и динамических потерь P_{VT_switch}, обусловленных переключением:

Мощность статических потерь:

— для MOSFET – транзисторов соотношение имеет вид:

R_DS – сопротивление канала «сток-исток» открытого транзистора;

I_{VT_rms} – среднеквадратичное значение тока через транзистор рассчитываемое по соотношению (см. раздел «Резисторы»), здесь среднеквадратичное значение выражено через минимальное и максимальное значения сторон импульсов трапецеидальной формы и коэффициент заполнения:

I_{L_max} – максимальное значение выходного тока;

ΔI_L – максимальные пульсации тока дросселя (размах);

q – коэффициент заполнения.

— для биполярных и IGBT – транзисторов, мощность статических потерь определяется падением напряжения и током через транзистор. Поскольку ток через транзистор I_VT, равен току индуктивности который по среднему значению равен входному току, то выражение для I_VTимеет вид:

Тогда выражение для мощности статических потерь примет вид:

q – коэффициент заполнения;

I_OUT – максимальное значение выходного тока;

V_VD – прямое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер.

Мощность динамических потерь:

Представим соотношения для мощности динамических потерь в ключевом транзисторе.

— для MOSFET транзисторов мощность динамических потерь P_{VT_switch} рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

С_oss – выходная емкость транзистора определяемая как сумма ёмкостей «затвор–сток» С_GD и «сток-исток» С_DS.

Выходная емкость MOSFET-транзистора транзистора С_oss, содержится в datasheet на выбранный тип транзистора. Времена спада и нарастания напряжения на транзисторе t_f и t_rможно рассчитать в соответствии с параметрами выходного каскада ШИМ-контроллера стабилизатора или использовать оценочные значения согласно datasheet-у транзистора.

— для биполярных и IGBT – транзисторов мощность динамических потерь P_{VT_switch}рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

E_ts – суммарная энергия переключения;

С_oes – выходная емкость транзистора.

Суммарная мощность тепловых потерь на транзисторе определяется как сумма мощностей статических и динамических потерь:

Реальные параметры повышающего стабилизатора

Основные паразитные параметры повышающего стабилизатора

Основными паразитными параметрами, влияющими на процесс работы повышающего импульсного стабилизатора являются:

V_VT – падение напряжения на ключевом транзисторе;

V_VD – падение напряжения на диоде;

R_L – сопротивление обмотки дросселя.

Принципиальная электрическая схема повышающего импульсного стабилизатора напряжения с учетом основных паразитных параметров представлена на рисунке BOOST.4.

Рисунок BOOST.4 — Принципиальная электрическая схема повышающего импульсного стабилизатора напряжения с учетом основных паразитных параметров

Соотношение взаимосвязи V_IN и V_OUT с учетом паразитных параметров

Изменение (пульсации) тока дросселя на стадии заряда ΔI_L+ определяется выражением:

t_i – длительности периода включенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

R_L – омическое сопротивление дросселя;

V_IN – входное напряжение;

V_VT – падение напряжения на транзисторе.

Изменение (пульсации) тока дросселя ΔI_L на стадии разряда ΔI_L- определяется выражением:

T – период импульсов;

t_i – длительности периода включенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

R_L – омическое сопротивление дросселя;

V_OUT – выходное напряжение.

V_IN – входное напряжение;

V_VD – падение напряжения на диоде.

В установившемся режиме выполняется условие :

Подставляя в это выражение соотношения для ΔI_L+ и ΔI_L- получаем:

Проводим ряд преобразований:

Это выражение связывает выходное напряжение с входным и учитывает падения напряжения на паразитных элементах схемы.

Выразим коэффициент заполнения q:

Именно это значение коэффициента заполнения q будет поддерживаться ШИМ-контроллером преобразователя.

Параметры компонентов преобразователя вычисляются по ранее выведенным соотношениям, в которых q вычисляется по вышеприведенной формуле.

Расчет коэффициента заполнения повышающего стабилизатора на основе интегральных потерь

В реальности всегда присутствуют потери. Выведем, как изменяется коэффициент заполнения q при некоторой вносимой мощности потерь P_loss относительно идеализированного случая. Соотношение баланса мощностей с учетом потерь перезапишем в виде:

P_loss – мощность потерь.

Подставляя выражения для мощностей P_IN и P_OUT (для идеализированного случая) получаем:

Отсюда следует, что время включенного состояния ключа должно увеличиться для того чтобы скомпенсировать потери.

Для того чтобы выполнялось соотношение связывающее входное и выходное напряжения стабилизатора:

Необходимо чтобы увеличение времени Δt_ON компенсировало уменьшение выходного напряжения. Таким образом, необходимое приращение времени Δt_ON определяется из выражения:

Проводим ряд математических преобразований:

Из ранее полученного выражения:

Получаем отношение выходного и выходного напряжений:

Подставляя это отношение в предыдущее выражение, получаем:

Откуда, переходя к коэффициенту заполнения:

Или перегруппируя множители получаем итоговое выражение:

Это выражение показывает, как изменяется коэффициент заполнения при внесении определенной мощности потерь P_loss.

Алгоритм расчета повышающего импульсного стабилизатора напряжения

1. Определение исходных параметров расчета

Фактически, в начале всех расчетов определяем техническое задание на проектирование стабилизатора напряжения:

— определение входного напряжения V_IN и диапазона его изменения V_{IN_min} — V_{IN_max}если источник регулируемый;

— определение выходного напряжения V_OUT и диапазона его регулировки V_{OUT_min} — V_{OUT_max} если источник регулируемый.

— определение выходного тока I_OUT и диапазона его изменения I_{OUT_min} — I_{OUT_max} если нагрузка изменяется. Если I_{OUT_max} на задан то I_{OUT_max} принимается в дальнейших расчетах равным I_OUT.

— максимальная величина пульсаций выходного напряжения ΔV_OUT ;

— определение L_PS – индуктивности цепи питания стабилизатора (индуктивность первичного источника).

Если заданы фиксированные значения входных или выходных параметров, то в дальнейших расчетах максимальные и минимальные значения, указанные в формулах принимаются равными номинальному значению.

2. Определение максимального и минимального значений коэффициента заполнения

— В случае если входное и выходное напряжения фиксированы, то значение коэффициента заполнения q рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_IN — номинальное входное напряжение;

q — коэффициент заполнения.

— В случае если входное напряжение изменяется, а выходное напряжение фиксировано (самый распространенный случай), то максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения q рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_{IN_max} , V_{IN_min} – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max , q_min – максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения соответственно.

— В случае если входное и выходное напряжение изменяется, (самый сложный случай), то значение коэффициента заполнения q рассчитывается по соотношению:

V_{OUT_max} , V_{OUT_min} – максимальное и минимальное значение выходного напряжения соответственно;

V_{IN_max} , V_{IN_min} – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max , q_min – максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения соответственно.

3. Выбор контроллера и определение рабочей частоты преобразователя

ШИМ-контроллер повышающего импульсного стабилизатора выбирается исходя из возможностей текущей элементной базы, требований по энергопотреблению, массогабаритным и экономическим показателям. Рабочая частота импульсного стабилизатора f выбирается соответственно характеристикам контроллера, силового ключа, и частотным характеристикам феррита магнитопровода.

4. Расчет параметров силового дросселя L

Расчет индуктивности дросселя

Определяем коэффициент заполнения q_∆Imax при котором пульсации тока дросселя максимальны. Пульсации тока дросселя будут максимальны, если внутри диапазона [q_{_max} — q_{_min}] расположено значение 0,5, при этом:

В случае, если диапазон [q_{_max} — q_{_min}] лежит слева или справа от значения 0,5 то используется максимально близкое к этой величине значение:

Индуктивность дросселя понижающего преобразователя определяется исходя из значения максимального тока пульсаций:

q_∆Imax – коэффициент заполнения максимально близкий к 0,5, при котором пульсации тока максимальны.

V_{OUT_max} — максимальное значение выходного напряжения;

q_max , q_min – максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения соответственно;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

ΔI_L – максимально допустимая величина пульсации тока дросселя.

Максимальная величина пульсаций тока дросселя ΔI_L определяется из условия [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. Power Electronics Technology. June2006]:

выбираем нижнюю границу диапазона:

I_OUT – номинальное значение выходного тока (в случае, если номинальное значение не задано, то в качестве I_OUT используется среднее между максимальным и минимальным значением параметра).

Это приблизительное соотношение подразумевает «золотую середину» между уровнем пульсаций и габаритами дросселя: Чем меньше индуктивность дросселя, тем больше пульсации и меньше габариты и наоборот.

Расчет максимального тока через дроссель

Максимальный ток через дроссель определяется из выражения:

При проектировании дросселя максимальный ток через него обязательно выбирается с запасом минимум 25-30% относительно данного значения.

Расчет среднеквадратичного значения тока через дроссель

Среднеквадратичное значение тока через дроссель определяется из выражения:

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

ΔI_L – пульсация тока дросселя.

Полученные параметры являются входными данными для проектирования дросселя.

5. Расчет параметров выходного конденсатора фильтра C_out

Определение максимального напряжения V_{Cout_max}

Максимальное напряжение на выходном конденсаторе равно максимальной величине выходного напряжения V_{OUT_max} :

При выборе типа конденсатора его максимальное напряжение должно минимум на 20-25 % превышать рассчитанное значение для безопасной работы.

Расчет составляющих выходных пульсаций ΔV_OUT

Составляющая пульсаций ΔV_{Сout_disch} , обусловленная его зарядом-разрядом выбирается в пределах 10-50% от величины выходных пульсаций ΔV_OUT :

Отсюда вычисляется величина пульсаций, остающаяся на долю ESR:

Расчёт емкости выходного конденсатора фильтра C_out

Минимальная величина емкости выходного конденсатора фильтра C_out рассчитывается согласно выражению:

I_{OUT_max} – максимальная величина выходного тока;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

q_max – максимальное значение коэффициента заполнения.

ΔV_{Сout_disch} – величина пульсаций на конденсаторе обусловленная его зарядом-разрядом.

Расчет ESR выходного конденсатора

Максимальное значение ESR выходного конденсатора рассчитывается по соотношению:

I_{L_max} – максимальный тока дросселя;

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

ΔV_{Сout_ESR} – пульсации напряжения на конденсаторе, обусловленные падением напряжения на его ESR.

6. Расчет параметров входного конденсатора C_in

Определение максимального напряжения V_{Cin_max}

Максимальное напряжение на входном конденсаторе равно максимальной величине входного напряжения V_{IN_max} :

При выборе типа конденсатора его максимальное напряжение должно минимум на 20-25 % превышать рассчитанное значение для безопасной работы.

Расчет составляющих выходных пульсаций ΔV_IN

Падение напряжения в результате разряда конденсатора ΔV_{Cin_disch} выбирается в пределах 1-2% от величины минимального входного напряжения V_{IN_min}:

Аналогично выбираем величину пульсаций на входном конденсаторе обусловленных его ESR ΔV_{Cin_ESR} — в пределах 1-2% от величины минимального входного напряжения V_{IN_min} :

Расчет емкости входного конденсатора

Минимально необходимое значение емкости входного конденсатора рассчитывается по соотношению:

I_{L_max} – максимальный ток дросселя;

V_{IN_min} – входное напряжение стабилизатора (минимальное значение);

L_PS – индуктивность цепи питания стабилизатора (индуктивность первичного источника);

ΔV_{Cin_disch} – падение напряжения вследствие разряда конденсатора.

Если значение индуктивности подводящих цепей неизвестно, то рекомендуемое значение емкости C_in для обычных лабораторных источников питания выбирают исходя из эмпирического положения «от 10 мкФ до 22 мкФ на ампер».

Расчет ESR входного конденсатора

Минимальное значение ESR входного конденсатора ESR_Cin рассчитывается по соотношению:

I_{L_max} – максимальная величина тока дросселя;

ΔV_{Cin_ESR} – пульсации на конденсаторе обусловленные его ESR.

7. Расчет параметров ключевого транзистора VT

Расчет максимального обратного напряжения

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к транзистору равно максимальному значению выходного напряжения повышающего стабилизатора V_{OUT_max}:

В реальности максимальное напряжение должно на 20-25 % превышать рассчитанное значение (дать запас на выбросы напряжения на транзисторе, падение напряжения на диоде и обеспечить область его безопасной работы).

Расчет максимального тока

Максимальное значение тока, протекающего через ключевой транзистор I_{VT_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Расчет среднеквадратичного значения тока

Среднеквадратичное значение тока через транзистор I_{VT_rms} рассчитывается по соотношению (см. раздел «Резисторы»):

I_{L_max} – максимальное значение выходного тока;

ΔI_L – максимальные пульсации тока дросселя (размах);

q_max – максимальное значение коэффициента заполнения.

Выбор типа транзистора

На основе полученных значений максимального напряжения V_{VT_max}, максимального I_{VT_max} и среднеквадратичного значения I_{VT_rms} токов, рабочей частоты и конструктивных требований осуществляется выбор типа используемого транзистора. При выборе транзистора максимальный ток через него обязательно выбирается с запасом минимум 25-30% относительно полученного значения. В случае необходимости тип транзистора может быть изменен в процессе расчета. Для дальнейших расчетов потребуются конкретные численные значения параметров выбранного транзистора. Согласно datasheet определяем сопротивление канала в открытом состоянии R_DS.

Расчет рассеиваемой мощности

Рассеиваемая мощность складывается из мощности статических потерь и динамических потерь:

Мощность статических потерь для MOSFET – транзисторов равна:

q – коэффициент заполнения;

R_DS – сопротивление канала «сток-исток» открытого транзистора;

I_{VT_rms} – среднеквадратичное значение тока через транзистор.

Выделяемая в кристалле MOSFET транзистора мощность динамических потерь P_{VT_switch}рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

С_oss – выходная емкость транзистора, определяемая как сумма ёмкостей «затвор–сток» С_GD и «сток-исток» С_DS.

Выходная емкость MOSFET-транзистора транзистора С_oss, содержится в datasheet на выбранный тип транзистора. Времена спада и нарастания напряжения на транзисторе t_f и t_rможно рассчитать в соответствии с параметрами выходного каскада ШИМ-контроллера стабилизатора или для оценки использовать значения согласно datasheet-у транзистора.

Мощность статических потерь в случае использования в понижающем стабилизаторе для биполярных и IGBT – транзисторов равна:

q_max – максимальное значение коэффициента заполнения;

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

V_VT – прямое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер V_CE.

Выделяемая в кристалле IGBT транзистора мощность динамических потерь P_{VT_switch}рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

E_ts – суммарная энергия переключения;

С_oes – выходная емкость транзистора.

Суммарная мощность тепловых потерь на транзисторе определяется как сумма мощностей статических и динамических потерь:

8. Расчет параметров диода VD

Расчет максимального обратного напряжения

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду равно максимальному значению выходного напряжения повышающего стабилизатора V_{OUT_max}:

Расчет максимального тока

Максимальное значение тока, протекающего через диод I_{VD_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Выбор типа диода

На основе полученных данных максимального напряжения и тока, рабочей частоты и конструктивных требований осуществляется выбор конкретного типа диода. При выборе диода максимальный ток через него обязательно выбирается с запасом минимум 25-30% относительно данного значения. В случае необходимости тип диода может быть изменен в процессе расчета.

Расчет рассеиваемой мощности

Тепловая мощность, рассеиваемая на диоде рассчитывается по выражению:

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

V_VD – прямое падение напряжения на диоде (для кремниевых диодов типовое значение — 1,2 В, для диодов Шоттки — 0,8 В).

9. Расчет конструкции силового дросселя повышающего стабилизатора напряжения

Расчет конструкции силового дросселя стабилизатора напряжения осуществляется согласно алгоритму, описанному в пункте « Последовательность расчета силового дросселя» раздела «Индуктивность» с учетом конкретных рекомендаций для проектирования дросселя повышающего стабилизатора напряжения, представленных в пункте «Силовые дроссели понижающего, повышающего и инвертирующего стабилизаторов» того же раздела.

Входными данными для проектирования являются:

— L – индуктивность дросселя;

— I_{L_max} – максимальный ток дросселя (величина берется с запасом на 25-30 % относительно полученной);

— I_{L_rms} – среднеквадратичное значение тока дросселя (величина берется с запасом на 25-30 % относительно полученной);

— рабочая частота f.

Выходными данными являются:

— R_L – сопротивление обмотки дросселя.

10. Коррекция коэффициента заполнения q c учетом параметров реальной схемы. Уточнение параметров схемы стабилизатора

Данный шаг алгоритма расчета в принципе не является обязательным. Но, тем не менее, во избежание «сюрпризов», особенно при больших значениях коэффициента q его рекомендуется выполнить.

После выполнения шагов 1-9 последовательности расчета становятся известными реальные параметры элементов схемы:

L – индуктивность дросселя;

R_L – сопротивление обмотки дросселя;

I_{L_max} – максимальный ток дросселя;

V_VD – падение напряжения на диоде;

Расчет падения напряжения на транзисторе

Падение напряжения на ключевом транзисторе V_VT определяется следующим образом:

— для MOSFET – транзисторов:

— для IGBT – транзисторов:

V_CE – прямое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер V_CE.

Расчет корректированного значения коэффициента q*

— В случае если входное и выходное напряжения фиксированы, то значение коэффициента заполнения q* рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_IN — номинальное входное напряжение;

q * – скорректированный коэффициент заполнения.

— В случае если входное напряжение изменяется, а выходное напряжение фиксировано (самый распространенный случай), то максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения q* рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_{IN_max} , V_{IN_min} — – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max * , q_min * – максимальное и минимальное значение скорректированного коэффициента заполнения соответственно.

— В случае если входное и выходное напряжение изменяется, (самый сложный случай), то значение скорректированного коэффициента заполнения q * рассчитывается по соотношению:

V_{OUT_max} , V_{OUT_min} – максимальное и минимальное значение выходного напряжения соответственно;

V_{IN_max} , V_{IN_min} – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max * , q_min * – максимальное и минимальное значение скорректированного коэффициента заполнения соответственно.

В ряде случаев полученное значение скорректированного коэффициента заполнения q_max * будет превышать единицу. В этом случае q_max * принимается равной единице и констатируется невозможность обеспечения заданного значения максимального выходного напряжения стабилизатора (при минимальном значении выходного напряжения). В этом случае необходимо оценить падения напряжения на дросселе, диоде и транзисторе, минимизировать их и выполнить повторный расчет по пунктам 4-10. Как правило, основной причиной является большое омическое сопротивление дросселя, конструкцию которого необходимо пересчитать.

Определение корректированного коэффициента заполнения q_ΔImax * при котором пульсации тока дросселя максимальны

Далее определяем с учетом коррекции коэффициент заполнения q_ΔImax * при котором пульсации тока дросселя максимальны. Пульсации тока дросселя будут максимальны, если внутри диапазона [q_max * — q_min * ] расположено значение 0,5, при этом:

В случае, если диапазон [q_{_max} * — q_{_min} * ] лежит слева или справа от значения 0,5 то используется максимально близкое к этой величине значение.

Расчет величины пульсаций тока дросселя ∆I_L * с учетом коррекции

Рассчитывается величина пульсаций с учетом коррекции на реальные параметры стабилизатора:

Расчет максимального значения тока дросселя с учетом коррекции

Максимальный ток через дроссель I_{L_max} * с учетом скорректированного коэффициента заполнения q_max * определяется выражением:

Расчет максимального тока транзистора и диода с учетом коррекции

Максимальное значение тока, протекающего через ключевой транзистор I_{VT_max} * равно максимальному току через индуктивность I_{L_max} * :

Максимальное значение тока, протекающего через диод I_{VD_max} * равно максимальному току через индуктивность I_{L_max} * :

Перерасчет корректированного значения коэффициента q_max *

Дополнительно выполняется перерасчет корректированного значения коэффициента q_max * по вышеприведенным формулам уже с учетом новых I_{L_max} * , I_{VT_max} * , I_{VD_max} * с целью проверки условия того, что q_max * меньше единицы. В расчете используется скорректированное значение максимального тока через дроссель I_{L_max} * .

Определение необходимости пересчета, и случае необходимости, пересчет индуктивности дросселя и емкости выходного конденсатора фильтра

Пересчет параметров элементов импульсного стабилизатора осуществляется если:

— q_max * больше единицы;

— максимальный ток через дроссель I_{L_max} * превышает проектное значение;

— максимальный ток через транзистор I_{VT_max} * превышает проектное значение;

— максимальный ток через диод I_{VD_max} * превышает проектное значение.

Если принимается решение о необходимости пересчета элементов импульсного стабилизатора то выполняются расчеты по пунктам 4-9 с использованием скорректированных значений коэффициента заполнения q * . Как правило, необходимо пересчитать лишь дроссель с целью уменьшения его омического сопротивления R_L.

Если пересчет не требуется, то при необходимости осуществляется уточнение рассеиваемой транзистором и диодом мощности.

Повышающий DC-DC преобразователь. Принцип работы.

Иногда надо получить высокое напряжение из низкого. Например, для высоковольтного программатора, питающегося от 5ти вольтового USB, надыбать где то 12 вольт.

Как быть? Для этого существуют схемы DC-DC преобразования. А также специализированные микросхемы, позволяющие решить эту задачу за десяток деталек.

Принцип работы
Итак, как сделать из, например, пяти вольт нечто большее чем пять? Способов можно придумать много — например заряжать конденсаторы параллельно, а потом переключать последовательно. И так много много раз в секунду. Но есть способ проще, с использованием свойств индуктивности сохранять силу тока.

Чтобы было предельно понятно покажу вначале пример для сантехников.

Заслонка открывается и мощный поток жидкости начинает сливаться в никуда. Смысл лишь в том, чтобы этим потоком как следует разогнать турбину. Накачать ее энергией, передав энергию источника в кинетическую энергию турбины.

Фаза 2

Заслонка резко закрывается. Потоку больше деваться некуда, а турбина, будучи разогнанной продолжает давить жидкость вперед, т.к. не может мгновенно встать. Причем давит то она ее с силой большей чем может развить источник. Гонит жижу через клапан в аккумулятор давления. Откуда же часть (уже с повышеным давлением) уходит в потребитель. Откуда, благодаря клапану, уже не возвращается.

Скорость турбины на излете, энергия перешла в давление в аккумуляторе. Сил продавить клапан, подпертный с той стороны набитым давлением уже не хватает. Вот вот и все встанет. Но в этот момент вновь открывается заслонка и турбина вновь разгоняется, набирает энергию из источника, превращая энергию потока в энергию вращающихся масса металла. Потребитель, тем временем, потихоньку жрет из аккумулятора.

И вновь заслонка закрывается, а турбина начинает яростно продавливать жидкость в аккумулятор. Восполняя потери которые там образовались на фазе 3.

Назад к схемам
Вылезаем из подвала, скидываем фуфайку сантехника, забрасываем газовый ключ в угол и с новыми знаниями начинаем городить схему.

Вместо турбины у нас вполне подойдет индуктивность в виде дросселя. В качестве заслонки обычный ключ (на практике — транзистор), в качестве клапана естественно диод, а роль аккумулятора давления возьмет на себя конденсатор. Кто как не он способен накапливать потенциал. Усе, преобразователь готов!

Ключ замкнут. Ток от источника начинает, фактически, работать на катушку. Накачивая ее энергией.

Ключ размыкается, но катушку уже не остановить. Запасенная в магнитном поле энергия рвется наружу, ток стремится поддерживаться на том же уровне, что и был в момент размыкания ключа. В результате, напряжение на выходе с катушки резко подскакивает (чтобы пробить путь току) и прорвавшись сквозь диод набивается в конденстор. Ну и часть энергии идет в нагрузку.

Ключ тем временем замыкается и катушка снова начинает нажирать энергию. В то же время нагрузка питается из конденсатора, а диод не дает току уйти из него обратно в источник.

Ключ размыкается и энергия из катушки вновь ломится через диод в конденсатор, повышая просевшее за время фазы 3 напряжение. Цикл замыкается.

Как видно из процесса, видно, что за счет большего тока с источника, мы набиваем напряжение на потребителе. Так что равенство мощностей тут должно соблюдаться железно. В идеальном случае, при КПД преобразователя в 100%:

Так что если наш потребитель требует 12 вольт и кушает при этом 1А, то с 5 вольтового источника в преобразователь нужно вкормить целых 2.4А При этом я не учел потерь источника, хотя обычно они не очень велики (КПД обычно около 80-90%).

Если источник слаб и отдать 2.4 ампера не в состоянии, то на 12ти вольтах пойдут дикие пульсации и понижение напряжения — потребитель будет сжирать содержимое конденсатора быстрей чем его туда будет забрасывать источник.

Схемотехника
Готовых решений DC-DC существует очень много. Как в виде микроблоков, так и специализированных микросхем. Я же не буду мудрить и для демонстрации опыта приведу пример схемы на MC34063A которую уже использовал в примере понижающего DC-DC преобразователя.

Работа
Питание через токовый шунт Rsc идет в дроссель L1 оттуда через ключ (SWC/SWE) на землю и через диод D1 на накопительный конденсатор C2. C него на нагрузку. Прям как в схеме приведенной выше. Остальные элементы для задания режима работы микросхемы.

• SWC/SWE выводы транзисторного ключа микросхемы SWC — это его коллектор, а SWE — эмиттер. Максимальный ток который он может вытянуть — 1.5А входящего тока, но можно подключить и внешний транзистор на любой желаемый ток (подробней в даташите на микросхему).
• DRC — коллектор составного транзистора
• Ipk — вход токовой защиты. Туда снимается напряжение с шунта Rsc если ток будет превышен и напряжение на шунте (Upk = I*Rsc) станет выше чем 0.3 вольта, то преобразователь заглохнет. Т.е. для ограничения входящего тока в 1А надо поставить резистор на 0.3 Ом. У меня на 0.3 ома резистора не было, поэтому я туда поставил перемычку. Работать будет, но без защиты. Если что, то микросхему у меня убьет.
• TC — вход конденсатора, задающего частоту работы.
• CII — вход компаратора. Когда на этом входе напряжение ниже 1.25 вольт — ключ генерирует импульсы, преобразователь работает. Как только становится больше — выключается. Сюда, через делитель на R1 и R2 заводится напряжение обратной связи с выхода. Причем делитель подбирается таким образом, чтобы когда на выходе возникнет нужное нам напряжение, то на входе компаратора как раз окажется 1.25 вольт. Дальше все просто — напряжение на выходе ниже чем надо? Молотим. Дошло до нужного? Выключаемся.
• Vcc — Питание схемы
• GND — Земля

Все формулы по расчету номиналов приведены в даташите. Я же скопирую из него сюда наиболее важную для нас таблицу:

Конденсатор С1 призван оградить питающую цепь от бросков. Потому и взят побольше. Резистор R1 у меня взят на 1.5кОм, а R2 на 13кОм, что дает нам напряжение выхода в 12 вольт. В качестве диода надо выбирать диод Шоттки. Например 1N5819. У диодов Шоттки заметно ниже падение напряженияна pn переходе, а еще ниже паразитная емкость этого перехода, что позволяет ему работать с меньшими потерями на больших частотах. Микросхема может работать на входном напряжении от 3 вольт.

Опыт
Для примера по быстрому развел микромодульчик, забирающий 5 вольт и выдающий 12 вольт. Схема уже приведена выше, а печатка получилась такой:

Запитал от 5 вольт и нагрузил на 12ти вольтовую светодиодную линейку. КПД у моего преобразователя, кстати, получился так себе — не выше 50% т.к. слишком маленькая индуктивность дросселя и большая емкость конденсатора С3, но иного под рукой не оказалось.

Вот так вот. Простая схемка, а позволяет решить ряд проблем.

Спасибо. Вы потрясающие! Всего за месяц мы собрали нужную сумму в 500000 на хоккейную коробку для детского дома Аистенок. Из которых 125000+ было от вас, читателей EasyElectronics. Были даже переводы на 25000+ и просто поток платежей на 251 рубль. Это невероятно круто. Сейчас идет заключение договора и подготовка к строительству!

А я встрял на три года, как минимум, ежемесячной пахоты над статьями :)))))))))))) Спасибо вам за такой мощный пинок.

236 thoughts on “Повышающий DC-DC преобразователь. Принцип работы.”

Спасибо, очень познавательно, полезно и подробно, в самый раз для начинающих (типа меня :)).

Вот калькулятор для этой микросхемы описанием на русском от брата BSVi:
http://bsvi.ru/dc-dc-na-mc34063/

отличная статья! Очень информативно и познавательно.
И моя любимая параллель — схемотехника сантехника 🙂

DI HALT, спасибо за статью. Вот я только не понял, что такое Rsc («токовый шунт»)? У тебя на схеме туда впаяна перемычка?

Я не Дихалт, но отвечу.
Токовый шунт — это токовый шунт. В данной схеме он для измерения пикового тока через индуктивность. Так как этот резистор включен последовательно с катушкой то ток через него проходит такой же; и по закону Ома на нем образуется некое падение напряжения(U=I*R), которое пропорционально току, которое и измеряет микросхемка выводом 7.
Перемычкой он заменен потому, что для того, чтобы не просирать много мощности в тепло сопротивления токовых шунтов выбирают достаточно маленькими(0.22 Ома в данном случае) что по большому счету и равно сопротивлению перемычки ну т.е. не обязательно у всех перемычек сопротивление 0.22, просто оно есть, и оно не бесконечно маленькое и его обычно хватает как раз для всяких таких вот шунтов.

То есть, на всех SMD-резисторах с сопротивлением меньше 1 Ом пишут просто 0?

Не совсем так. У 0 сопротивления оно все же весьма близко к нулю. Т.е. меньше чем надо. Просто найти нужный резистор (на 0.3 ома или около того) проблематично бывает. Вот я и забил на токовую защиту.

Как устроены DC DC преобразователи?

DC DC преобразователи нужны для работы разнообразной электронной аппаратуры, управляющих схем, устройств коммуникации, вычислительной техники, автоматики, мобильных гаджетов и других приборов. Принцип работы DC DC преобразователей заключается в изменении выходного напряжения, причем возможно как его увеличение, так и уменьшение по отношению к значению напряжения на входе – в зависимости от используемого источника питания и напряжения, потребляемого прибором. Соответственно, инверторы бывают повышающими и понижающими.

Питание схем с использованием трансформаторных БП

В трансформаторных блоках питания преобразуется напряжение питающей электросети – как правило, трансформатор уменьшает его до требуемой величины. Уменьшенное напряжение выпрямляется при помощи диодного моста, проходит через полупроводниковый стабилизатор (при необходимости) и нивелируется конденсаторным фильтром.

Стабилизаторы обычно используются линейные. Они дешевые и содержат в обвязке минимум компонентов, но имеют скромный КПД. Частично Uвх тратится на нагревание регулирующего транзистора. Поэтому трансформаторные БП не подходят для использования в переносной электронике.

Работа DC DC преобразователя

Для приборов, электропитание которых производится от батареек или аккумуляторов, изменение напряжения до требуемой величины возможно только с использованием DC DC инверторов. Опишем вкратце, как работают DC DC преобразователи повышающего или понижающего типа. Напряжение постоянного тока с его помощью:

• становится переменным с частотой в несколько десятков или сотен кГц;
• увеличивается или уменьшается до требуемого значения;
• проходит выпрямление;
• поступает в нагрузку.

Такие инверторы называют импульсными. Они отличаются высоким КПД – от 60 до 90%, и имеют широкий диапазон Uвх. Его значение бывает меньше Uвых или гораздо выше его. Например, инвертор, увеличивающий напряжение от 1,5 до 5 В, увеличивает стандартное напряжение батарейки до Uвых, характерного для USB разъема на компьютере. Широко используются и модели, увеличивающие напряжение с 12 до 220 В. Среди понижающих моделей популярны конфигурации, уменьшающие напряжение от 12–80 В до 5 В и от 16–120 В до 12 В (напряжение автомобильного аккумулятора).

Виды DC DC преобразователей напряжения

Рассмотрим основные типы таких устройств:

1. Понижающие (альтернативные названия – buck, chopper, step-down). Обычно имеют Uвых<Uвх. Без весомых затрат на нагревание регулирующего транзистора удается обеспечить Uвых в несколько единиц вольт при значениях Uвх=12–50 В. У подобных моделей Iвых зависит от потребления устройства и влияет на схему DC DC преобразователя.
2. Повышающие (альтернативные названия – boost, бустеры, step-up). Имеют Uвых˃Uвх. К примеру, при Uвх=5 В удается получить Uвых до 30 В, с возможностью его высокоточной регулировки и стабилизации.
3. Универсальные (SEPIC). Имеют Uвых, удерживаемое на фиксированном уровне. При этом есть возможность получить и Uвых<Uвх, и Uвых˃Uвх. Изделия этой группы рекомендуется использовать при напряжении на входе, меняющемся в больших диапазонах. В частности, напряжение автомобильного аккумулятора способно меняться в диапазоне от 9 до 14 В, а на выходе нужно иметь стабильное значение 12 В.
4. Инвертирующие (inverting converter). Главная задача таких устройств – получение Uвых обратной полярности по отношению к источнику питания. Они оптимально подходят для использования в ситуациях, когда нужно 2-полярное питание, к примеру, для питания операционных усилителей.

Инверторы всех перечисленных типов бывают со стабилизацией и без нее. Uвых бывает гальванически связанным с Uвх. Есть модели с гальванической развязкой напряжений. Подходящие характеристики и особенности инвертора зависят от характеристик прибора, в составе которого он будет применяться.

Работа DC DC преобразователя понижающего типа

Как видно по функциональной схеме DC DC преобразователя класса buck, на входе Uin поступает на фильтр – расположенный здесь конденсатор Cin. Коммутацию тока на высоких частотах выполняет транзистор VT – обычный биполярный или структуры MOSFET, или IGBT. Дополнительно в функциональной схеме предусмотрен разрядный диод VD и расположенный на выходе фильтр LCout. С него напряжение идет в нагрузку Rн, которая подсоединена последовательно к элементам VT и L.

Опишем алгоритм понижения напряжения. Управляющая микросхема создает импульсы в форме прямоугольников, со стабильной частотой. На графике tи – это время импульса при открытом транзисторе, а tп – длительность паузы при его закрытом состоянии. Отношение tи/T=D – это коэффициент заполнения, который измеряется в процентах (от 0 до 100%) или долях числа (от 0 до 1). К примеру, D=50% – это то же самое, что и D=0,5. При D=1 наблюдается полная проводимость ключевого транзистора, а при D=0 ключ закрыт, т.е. наблюдается отсечка. При D=0,5 значение Uвых=0,5Uвх.

Uвых регулируется путем смены ширины импульса управления tи, фактически – за счет смены коэффициента D. Этот принцип регулировки носит название широтно-импульсной модуляции (ШИМ, в английской аббревиатуре – PWM). Стабилизация Uвых в большинстве импульсных БП осуществляется с использованием ШИМ.

Благодаря массовому распространению инверторов производители наладили изготовление ШИМ контроллеров всевозможных типов. Их выбор огромен, поэтому собирать инверторы на дискретных компонентах не приходится. К тому же, готовые инверторы умеренной мощности отличаются ценовой доступностью. Для установки в создаваемую конструкцию остается только припаять к плате проводки на вход и выход, а затем выставить нужное значение Uвых.

Фазы работы понижающего преобразователя

Коэффициент D влияет на длительность открытия или закрытия ключа:

1. Фаза 1 – накачка. Когда ключ-транзистор разомкнут, ток от батарейки, аккумулятора или другого источника идет по направлению от дросселя L на нагрузку Rн и заряжаемый конденсатор Cout. Конденсатор и дроссель при этом копят электроэнергию. Величина тока iL плавно растет под воздействием индуктивности дросселя. Этот этап называется накачкой. Когда напряжение на нагрузке достигает фиксированной величины, транзистор VT перекрывается, и стартует этап разряда.
2. Фаза 2 – разряд. Транзистор VT сомкнут, и дроссель не накапливает энергию, т.к. источник отключен. Изменению значения и направленности тока, идущего через обмотку дросселя, препятствует индуктивность L (эффект самоиндукции). В результате движение тока не прекращается в один миг, и происходит его замыкание по линии «диод-нагрузка». По этой причине диод VD называется разрядным. Обычно в этих целях используется быстродействующий диод Шоттки. По окончании 2-й фазы процесс циклически повторяется.

Предельное значение Uвых в этой схеме равно Uвх и не может превышать его. Для получения Uвых˃ Uвх используются повышающие преобразователи.

Нюансы создания схем понижающих преобразователей

В реальности работа схемы инвертора отличается от теоретического описания. При включении и выключении возможны промедления, активное сопротивление отлично от нуля, на работе схемы сказывается качество используемых элементов и паразитная емкость монтажа. Значение индуктивности определяет 2 режима работы понижающего преобразователя:

1. При малой индуктивности он функционирует в режиме разрывных токов, что не позволяет использовать конвектор с источниками питания.
2. При высокой индуктивности чоппер работает по принципу неразрывных токов, и есть возможность с использованием фильтров на выходе получить U=const с допустимыми пульсациями. В таком режиме функционируют и модели, увеличивающие напряжение.

С целью увеличения КПД вместо разрядного диода VD можно использовать транзистор MOSFET. Его в нужное время открывает управляющая схема. Такие инверторы называют синхронными и рекомендуются к использованию при достаточно большой мощности инвертора.

Работа повышающих DC DC преобразователей

Такие модели преимущественно используются при работе от источников малой мощности, к примеру, от пары-тройки батареек, а некоторые конструкционные элементы требуют напряжения 12–15 В при малом токопотреблении. Uin поступает на находящийся на входе фильтр Cin и далее – на катушку L и транзистор VT, которые последовательно соединены между собой. В месте соединения катушки и стока транзистора к ним подсоединен диод VD. К его второму выходу подсоединена нагрузка Rн и шунтирующий конденсатор Cout.

Работой транзистора VT управляет микросхема, вырабатывающая управляющий сигнал неизменной частоты с настраиваемым значением D – по аналогии с работой понижающего преобразователя. Диод VD в соответствующие моменты перекрывает нагрузку от ключа.

При разомкнутом ключе вывод L, находящийся справа на схеме, соединяется с минусовым полюсом аккумулятора или другого источника питания Uin. Растущий под действием индуктивности ток от аккумулятора идет через катушку (в ней копится энергия) и разомкнутый транзистор. Одновременно диод VD перекрывает нагрузку и находящийся на выходе конденсатор, не допуская его разряда из-за открытости транзистора.

В то же время нагрузка получает питание из запасов конденсатора Cout, и напряжение на выходном конденсаторе снижается. Когда оно становится меньше заданной величины (согласно настройкам управляющей схемы), ключ-транзистор VT перекрывается, и накопленная в дросселе электроэнергия через диод VD заряжает конденсатор Cout, подпитывающий нагрузку. Электродвижущая сила самоиндукции катушки L суммируется с Uвх и идет в нагрузку, поэтому наблюдается прирост напряжения Uвых˃Uвх. Когда величина Uвых достигает заданного уровня стабилизации, управляющая схема инициирует открытие транзистора VT, и процесс циклически продолжается.

Как работает универсальный DC DC преобразователь

Принцип его работы имеет значительное сходство со схемой DC DC инвертора повышающего типа, но дополнительно используются конденсатор C1 и катушка L2. Благодаря им устройство используется в режиме уменьшения напряжения. Такие конверторы используются в ситуациях, когда Uвх имеет большой диапазон значений. Например, есть модели, преобразовывающие Uвх= 4–35 В в Uвых=1,23–32 В. Внешне универсальный преобразователь легко узнать по наличию 2-х катушек – L1 и L2.

Повышающий драйвер светодиода с плавной регулировкой яркости

Привет, Хабр! Вы до сих пор не знаете, как работает DC-DC-конвертер , как его собрать или переделать имеющийся под свои нужды? Тогда вас заинтересует эта статья.

Рассматривать принцип работы повышающего (step-up, boost) преобразователя, а самое главное, обратную связь по току и напряжению , будем на примере самодельного светодиодного фонарика.

Импульсные преобразователи мощности (или напряжения, как исторически сложилось их название), давно стали неотъемлемой частью электронной техники. Дело в том, что химические источники тока (аккумуляторы, батарейки) дают низкое напряжение, а многим приборам, прежде всего, на вакуумных и газоразрядных лампах, требовалось высокое.

За основу для сегодняшней самоделки возьму китайский набор для сборки повышающего преобразователя c 5 до 12 вольт. Модуль носит название ICSK034A и разработан компанией icstation.com. Покупала на площадке Алиэкспресс по этой ссылке.

Это не просто «вор джоулей» (joule thief), а стабилизированный преобразователь, поддерживающий на выходе заданное напряжение. Но сегодня я хочу сделать не источник питания 12 В, а светодиодный фонарик с плавной регулировкой яркости. То есть управляемый повышающий стабилизатор тока для светодиода.

Итак, сегодня мы будем изучать обратную связь импульсных преобразователей мощности. Благодаря чему сможем построить конвертер с теми свойствами, которые нам нужны. Или переделать имеющийся преобразователь в такой, как нам нужно. То есть добавить или изменить обратную связь по току или напряжению. Или сделать существующую обратную связь управляемой, т. е. добавить возможность перенастройки.

Главная часть повышающего преобразователя — это катушка. По-английски катушки и конденсаторы называют реакторами , потому что в них происходит реакция, то есть противодействие.

Конденсатор противодействует изменению напряжения. Чтобы изменить напряжение между обкладками конденсатора, следует сообщить ему электрический заряд. Заряд, помноженный на напряжение, является энергией. То есть конденсатор накапливает и отдаёт электрическую энергию.

Катушка индуктивности также противодействует изменению, но не напряжения, а тока.

▍ Принцип работы преобразователя

Повышающий преобразователь напряжения работает таким образом. Потребитель подключён к источнику питания через катушку и диод. Если ничего не происходит, то напряжение на потребителе равняется входному минус падение на диоде и активном сопротивлении катушки.

Но после катушки имеется выключатель, замыкающий цепь, состоящую из источника питания и катушки. В настоящем преобразователе это транзистор, который может быть полевым или биполярным. Также он бывает отдельным или встроенным в микросхему.

Когда этот выключатель замыкает цепь, ток в катушке растёт. Активное сопротивление катушки обычно невелико, поэтому включать следует ненадолго, чтобы ничего не сжечь.

Когда выключатель разрывает цепь, катушка пытается удерживать ток неизменным. Теперь для тока нет пути через выключатель, поэтому он пойдёт через диод к потребителю.

В результате размыкания выключателя ток снизился. В момент уменьшения тока в катушке возникает электродвижущая сила (ЭДС), то есть напряжение. Она имеет такую полярность, чтобы вызвать ток в том же направлении, куда он шёл, когда выключатель был включён.

То есть это дополнительное напряжение прибавляется к ЭДС источника. Поэтому потребитель получает большее напряжение, чем даёт первоначальный источник. Что и даёт основания называть преобразователь повышающим.

Параллельный потребителю конденсатор сглаживает скачки напряжения. Когда катушка вырабатывает электродвижущую силу, он заряжается до повышенного напряжения. Когда катушка заряжается током через выключатель, конденсатор отдаёт накопленный заряд потребителю.

Также обязательным является диод, мешающий конденсатору разряжаться через выключатель. Диод пропускает ток только в одну сторону. Если потребителем является аккумулятор, диод предотвращает его разрядку через выключатель.

▍ Свойства катушки индуктивности

Напряжение на выходе преобразователя зависит от разряжающего конденсатор потребляемого тока и заряжающей его энергии, отдаваемой катушкой в каждом рабочем цикле. Энергия магнитного поля катушки с током равна индуктивности катушки, помноженной на квадрат силы тока в ней.

Со своей стороны, сила тока через катушку зависит от напряжения первоначального источника и времени, в течение которого она заряжалась. Потому что при накоплении магнитной энергии ток в катушке растёт постепенно.

Мы можем наблюдать, как медленно растёт ток (в динамике — на видео ниже). Осциллограф показывает напряжение на последовательном резисторе, которое по закону Ома зависит от тока.

Видим красивый экспоненциальный фрагмент кривой намагничивания, потому что катушка заряжается током как конденсатор напряжением. Когда разрываем цепь, наблюдаем вспышку неоновой лампочки.

Для пробоя межэлектродного промежутка и установления тлеющего разряда ей нужно по крайней мере 50 вольт. Скорее даже 80. Напряжение батареи 3 вольта. Видим, как катушка повышает напряжение в десятки раз.

▍ Изучаем схему

Теперь рассмотрим схему преобразователя. Он построен на микросхеме MC34063 . Конденсатор С3 определяет частоту колебаний. Ёмкость 100 пикофарад соответствует самой высокой частоте этой микросхемы, 100 килогерц. То есть сто тысяч включений и отключений в секунду. Наши электронные друзья умеют работать так быстро.

Резистор R2 определяет пиковый ток выходного транзистора, то есть нашего выключателя. Это шунт. Когда напряжение на нём достигает 300 милливольт, микросхема закрывает транзистор, чем прекращает дальнейший рост тока. 300 милливольт на сопротивлении 1 Ом будет при токе 300 миллиампер.

Сопротивление R1 ограничивает ток базы выходного транзистора. Это не шунт, потому что этот резистор не превращает ток в напряжение, которое чем-либо управляет, а просто ограничивает ток по закону Ома.

Маленький светодиод D2 выполняет две обязанности. Это индикатор работы прибора, а самое главное, нагрузка холостого хода.

Теперь самое интересное. Любой стабилизатор имеет вход обратной связи. Стабилизатор управляет движением чего-либо, например, электрического тока, так, чтобы напряжение обратной связи всегда равнялось определённой величине.

Линейный стабилизатор напряжения открывает выходной транзистор настолько, чтобы напряжение между выходом и ножкой обратной связи равнялось 5 вольтам, если это 7805, или 1.25 В в случае LM317.

Всё лишнее напряжение падает на транзисторе линейного стабилизатора. Этот транзистор подключён последовательно с потребителем. Поэтому ток через них один и тот же.

Пусть он равен, например, одному амперу. Напряжение питания 9 В, напряжение потребителя 5 В. То есть на транзисторе падает четыре вольта.

Мощность равна току, помноженному на напряжение. Поэтому общее потребление от источника питания составит 9 Вт. Но потребитель получит всего 5 Вт. Четыре ватта теряются на транзисторе стабилизатора. Они его нагревают.

Это пустая трата энергии, что особенно плохо в условиях автономного питания от аккумуляторов, генераторов или батарей. Ещё линейный стабилизатор нуждается в радиаторе для охлаждения. Он имеет объём, вес и цену. Потому нищие сталкеры и туристы не любят линейных стабилизаторов, и среди энтузиастов они одними из первых в стали глубоко исследовать DC-DC-конвертеры. А некоторые перешли на тёмную сторону бестопливных генераторов, сверхъединичного КПД, красной ртути и рептилоидов.

Итак, вход обратной связи этой импульсной микросхемы – её пятая ножка. MC34063 управляет коэффициентом заполнения так, чтобы удерживать на ножке ОС напряжение 1.25 вольта.

Коэффициент заполнения — это соотношение промежутка времени, когда транзистор открыт, к общему периоду колебания.

На схеме к ножке обратной связи подключён делитель напряжения R3R4. Резистор R4 имеет сопротивление 1.2 килоома. Напряжение на нём почти равно 1.2 вольтам, поэтому ток будет равен одному миллиамперу.

Поэтому на резисторе R3 сопротивлением 10 кОм будет напряжение 10 В. 10 + 1.2 = 11.2, то есть почти 12 В на выходе преобразователя. Это обратная связь по напряжению.

Чтобы получить обратную связь по току, следует предусмотреть шунт, напряжение на котором при желаемом токе будет равно 1.25 В. Страница набора на сайте разработчика говорит, что преобразователь при пяти вольтах на входе и 12 на выходе выдержит 60 миллиампер.

Я планирую использовать светодиодную матрицу с рабочим напряжением около 10 вольт. То есть в ней последовательно соединены три белых светодиода. Выходит, что выходное напряжение преобразователя будет то же самое, 10 В на светодиоде плюс 1.25 В на шунте.

Но питать преобразователь буду не от пятивольтового USB-пауэрбанка, а от литиевого аккумулятора. Его минимальное напряжение 3.7 В.

Микросхема в этом наборе достаточно мощная, но катушка слабая. Поэтому с выхода преобразователя можно потреблять ток (60/5)*3.7 = 44 миллиампера. Следовательно, сопротивление шунта должно быть 30 Ом.

Этот огромный светодиод может потреблять ток до 900 мА. Но в таком случае ему нужен радиатор. Если использовать более мощную катушку, можно сделать повышающий преобразователь с более высоким выходным током.

Соответственно можно установить с помощью резистора R2 больший пиковый ток, но не более полутора ампер, потому что для нашей микросхемы это предел.

Ещё я хочу добавить плавное управление яркостью. Для этого подсоединю шунт ко входу обратной связи не напрямую, а через резистор на 1.2 кОм. Вход ОС микросхемы имеет высокое сопротивление, поэтому этот резистор сам по себе ничего не изменит.

Добавим переменный резистор 50 кОм и последовательно с ним постоянный 5 кОм, чтобы предотвратить непосредственное соединение ножки обратной связи с выходом преобразователя.

Теперь напряжение обратной связи будет равно сумме напряжений на шунте и на дополнительном резисторе 1.2 кОм. Микросхема поддерживает напряжение ОС постоянным. Оно всегда равняется 1.25 вольта.

Поэтому напряжение на шунте, а соответственно и ток светодиода, будет меньше на величину напряжения на дополнительном резисторе. Это напряжение зависит от тока через переменный резистор.

Если этот ток равен одному миллиамперу, то шунту остаётся вообще ноль вольт. Иными словами, светодиод выключен.

Иногда светодиоды даже используют как стабисторы, то есть стабилизаторы напряжения. Поэтому считаем, что напряжение на этих трёх резисторах 50к, 5к и 1.2к равно десяти вольтам.

Если ручка переменного резистора в положении 0 Ом, сопротивление этой цепи равно 6.2 килоома. Ток выше 1 миллиампера, то есть светодиод выключен.

Если ручка в положении 50 кОм, то общее сопротивление равняется 56 кОм. Ток равен 180 микроамперам.

Это 18% от одного миллиампера. Поэтому можно уменьшить сопротивление шунта на восемнадцать процентов. Выходит 26 Ом.

Получается регулятор яркости. Если светодиод всегда присоединён к выходу преобразователя, то больше ничего не нужно. Светодиод будет ограничивать выходное напряжение преобразователя.

Если светодиода нет, или выходное напряжение ниже рабочего напряжения светодиода, то есть он закрыт и не принимает участие в работе схемы, цепь управления яркостью работает как ОС по напряжению.

Ток делителя равен одному миллиамперу. То есть число вольт на выходе равно числу килоом общего сопротивления делителя. Наименьшее напряжение выходит 6.2 вольта. Это приемлемо.

Но наивысшее напряжение получается 56 вольт, что слишком высоко. Это может повредить электролитический конденсатор и диод.

Как сделать обратную связь по напряжению так, чтобы она не мешала регулятору яркости? Нам может помочь стабилитрон. Это особый диод, подключаемый в обратном направлении.

Если напряжение на нём ниже его рабочего, он остаётся закрытым и ничего не делает. Если напряжение достигает рабочего, то стабилитрон открывается и стабилизирует напряжение.

То есть когда светодиод подключён, стабилитрон не мешает работе фонарика. Когда светодиода нет, выходное напряжение будет равно 12 + 1.25 = 13.25 В. Или меньше, в зависимости от положения регулятора яркости.

▍ Сборка и испытания

Теперь можно собрать преобразователь с теми изменениями схемы, которые мы сейчас разработали.

Фонарик неплохо светит и освещает. Если напечатать на 3D-принтере или изготовить иным способом хороший корпус, то получится полезный экономный фонарик. Ещё не помешает добавить контроллер зарядки, желательно современный, чтобы быстро заряжать аккумулятор.

Потребление тока на холостом ходу меньше десяти миллиампер. Это много, но энергия тратится не на пустой нагрев, а на работу красного светодиода, благодаря которому фонарик легко отыскать в темноте. Конечно же, можно и нужно добавить выключатель питания.

При максимальной яркости цепь потребляет 130 мА. То есть аккумулятора типоразмера 18650 хватит на сутки или несколько суток, в зависимости от яркости и времени использования. Следует учитывать, что ЭДС аккумулятора при разрядке снижается. При неизменной мощности преобразования растёт потребляемый ток.

900-миллиамперная матрица работать от преобразователя отказалась. Ей нужно по крайней мере 200-300 мА. Маленький ток матрица просто съедает и даже не светится.

Поэтому я сделала матрицу 2p3s (два параллельно, три последовательно) из обычных 5-миллиметровых белых светодиодов. Выходит допустимый ток 2*20 = 40 мА, рабочее напряжение 3*3.3 = 10 В. Снижать сопротивление шунта до 26 Ом не стала, оставила 30. Тем более, что как раз такой резистор у меня был в наличии.

Подобным образом можно переделать в драйверы светодиодов или блоки питания для мастерской и другие DC-DC преобразователи. Обратная связь по току — это ещё и защита от перегрузки или короткого замыкания.

Например, так выглядел драйвер фары электромопеда на базе понижающего преобразователя. В правой части фото несимметричный мультивибратор — электронный прерыватель для зуммера, который пришлось сделать потому, что штатный прерыватель в зуммере не работал.

Опишите в комментариях свой опыт работы со светодиодами и преобразователями напряжения.