Какие основные схемы импульсных стабилизаторов напряжения

7

7 схем импульсных стабилизаторов напряжения на транзисторах

Схемы самодельных импульсных DC-DC преобразователей напряжения на транзисторах, семь примеров.

Благодаря высокому КПД импульсные стабилизаторы напряжения получают в последнее время все более широкое распространение, хотя они, как правило, сложнее и содержат большее число элементов.

Поскольку в тепловую энергию преобразуется лишь малая доля подводимой к импульсному стабилизатору энергии, его выходные транзисторы меньше нагреваются, следовательно, за счет снижения площади теплоотводов снижаются масса и размеры устройства.

Ощутимым недостатком импульсных стабилизаторов является наличие на выходе высокочастотных пульсаций, что заметно сужает область их практического использования — чаще всего импульсные стабилизаторы используют для питания устройств на цифровых микросхемах.

Понижающий импульсный стабилизатор напряжения

Стабилизатор с выходным напряжением, меньшим входного, можно собрать на трех транзисторах (рис. 1), два из которых (VT1, VT2) образуют ключевой регулирующий элемент, а третий (ѴТЗ) является усилителем сигнала рассогласования.

Рис. 1. Схема импульсного стабилизатора напряжения с КПД 84%.

Устройство работает в автоколебательном режиме. Напряжение положительной обратной связи с коллектора составного транзистора ѴТ1 через конденсатор С2 поступает в цепь базы транзистора ѴТ2.

Элементом сравнения и усилителем сигнала рассогласования является каскад на транзисторе ѴТЗ. Его эмиттер подключен к источнику опорного напряжения — стабилитрону VD2, а база — к делителю выходного напряжения R5 — R7.

В импульсных стабилизаторах регулирующий элемент работает в ключевом режиме, поэтому выходное напряжение регулируется изменением скважности работы ключа.

Включением/выключением транзистора VT1 по сигналу транзистора ѴТЗ управляет транзистор ѴТ2. В моменты, когда транзистор ѴТ1 открыт, в дросселе L1, благодаря протеканию тока нагрузки, запасается электромагнитная энергия.

После закрывания транзистора запасенная энергия через диод VD1 отдается в нагрузку. Пульсации выходного напряжения стабилизатора сглаживаются фильтром L1, C3.

Характеристики стабилизатора целиком определяются свойствами транзистора ѴТ1 и диода VD1, быстродействие которых должно быть максимальным. При входном напряжении 24 В, выходном — 15 В и токе нагрузки 1 А измеренное значение КПД было равно 84%.

Дроссель L1 имеет 100 витков провода диаметром 0,63 мм на кольце К26х16х12 из феррита с магнитной проницаемостью 100. Его индуктивность при токе подмагничивания 1 А — около 1 мГн.

Step-down DC-DC преобразователь напряжения на +5В

Схема простого импульсного стабилизатора показана на рис. 2. Дроссели L1 и L2 намотаны на пластмассовых каркасах, помещенных в броневые магнитопроводы Б22 из феррита М2000НМ.

Дроссель L1 содержит 18 витков жгута из 7 проводов ПЭВ-1 0,35. Между чашками его магнитопровода вложена прокладка толщиной 0,8 мм.

Активное сопротивление обмотки дросселя L1 27 мОм. Дроссель L2 имеет 9 витков жгута из 10 проводов ПЭВ-1 0,35. Зазор между его чашками — 0,2 мм, активное сопротивление обмотки — 13 мОм.

Прокладки можно изготовить из жесткого теплостойкого материала — текстолита, слюды, электрокартона. Винт, скрепляющий чашки магнитопровода, должен быть из немагнитного материала.

Рис. 2. Схема простого ключевого стабилизатора напряжения с КПД 60%.

Для налаживания стабилизатора к его выходу подключают нагрузку сопротивлением 5. 7 Ом и мощностью 10 Вт. Подбором резистора R7 устанавливают номинальное выходное напряжение, затем увеличивают ток нагрузки до 3 А и, подбирая величину конденсатора С4, устанавливают такую частоту генерации (примерно 18. 20 кГц), при которой высокочастотные выбросы напряжения на конденсаторе C3 минимальны.

Выходное напряжение стабилизатора можно довести до 8. 10В, увеличив величину резистора R7 и установив новое значение рабочей частоты. При этом мощность, рассеиваемая на транзисторе ѴТЗ, также увеличится.

В схемах импульсных стабилизаторов желательно использовать электролитические конденсаторы К52-1. Необходимую величину емкости получают параллельным включением конденсаторов.

Основные технические характеристики:

• Входное напряжение, В — 15. 25.
• Выходное напряжение, В — 5.
• Максимальный ток нагрузки, А — 4.
• Пульсации выходного напряжения при токе нагрузки 4 А во всем диапазоне входных напряжений, мВ, не более — 50.
• КПД, %, не ниже — 60.
• Рабочая частота при входном напряжении 20 б и токе нагрузки 3А, кГц—20.

Улучшенный вариант импульсного стабилизатора на +5В

В сравнении с предыдущим вариантом импульсного стабилизатора в новой конструкции А. А. Миронова (рис. 3) усовершенствованы и улучшены такие его характеристики, как КПД, стабильность выходного напряжения, длительность и характер переходного процесса при воздействии импульсной нагрузки.

Рис. 3. Схема импульсного стабилизатора напряжения.

Оказалось, что при работе прототипа (рис. 2) возникает так называемый сквозной ток через составной ключевой транзистор. Этот ток появляется в те моменты, когда по сигналу узла сравнения ключевой транзистор открывается, а коммутирующий диод еще не успел закрыться. Наличие такого тока вызывает дополнительные потери на нагревание транзистора и диода и уменьшает КПД устройства.

Еще один недостаток — значительная пульсация выходного напряжения при токе нагрузки, близком к предельному. Для борьбы с пульсациями в стабилизатор (рис. 2) был введен дополнительный выходной LC-фильтр (L2, С5).

Уменьшить нестабильность выходного напряжения от изменения тока нагрузки можно только уменьшением активного сопротивления дросселя L2.

Улучшение динамики переходного процесса (в частности, уменьшение его длительности) связано с необходимостью уменьшения индуктивности дросселя, но при этом неизбежно увеличится пульсация выходного напряжения.

Поэтому оказалось целесообразным исключить этот выходной фильтр, а емкость конденсатора С2 увеличить в 5. 10 раз (параллельным соединением нескольких конденсаторов в батарею).

Цепь R2, С2 в исходном стабилизаторе (рис. 6.2) практически не изменяет длительности спада выходного тока, поэтому ее можно удалить (замкнуть резистор R2), а сопротивление резистора R3 увеличить до 820 Ом.

Но тогда при увеличении входного напряжения с 15 6 до 25 6 ток, протекающий через резистор R3 (в исходном устройстве), будет увеличиваться в 1,7 раза, а мощность рассеивания — в 3 раза (до 0,7 Вт).

Подключением нижнего по схеме вывода резистора R3 (на схеме доработанного стабилизатора это резистор R2) к плюсовому выводу конденсатора С2 этот эффект можно ослабить, но при этом сопротивление R2 (рис. 3) должно быть уменьшено до 620 Ом.

Один из эффективных путей борьбы со сквозным током — увеличение времени нарастания тока через открывшийся ключевой транзистор.

Тогда при полном открывании транзистора ток через диод VD1 уменьшится почти до нуля. Этого можно достигнуть, если форма тока через ключевой транзистор будет близка к треугольной.

Как показывает расчет, для получения такой формы тока индуктивность накопительного дросселя L1 не должна превышать 30 мкГч.

Еще один путь — применение более быстродействующего коммутирующего диода VD1, например, КД219Б (с барьером Шотки). У таких диодов выше быстродействие и меньше падение напряжения при одном и том же значении прямого тока по сравнению с обычными кремниевыми высокочастотными диодами. Конденсатор С2 типа К52-1.

Улучшение параметров устройства может быть получено и при изменении режима работы ключевого транзистора. Особенность работы мощного транзистора ѴТЗ в исходном и улучшенном стабилизаторах состоит в том, что он работает в активном режиме, а не в насыщенном, и поэтому имеет высокое значение коэффициента передачи тока и быстро закрывается.

Однако из-за повышенного напряжения на нем в открытом состоянии рассеиваемая мощность в 1,5. 2 раза превышает минимально достижимое значение.

Уменьшить напряжение на ключевом транзисторе можно подачей положительного (относительно плюсового провода питания) напряжения смещения на эмиттер транзистора ѴТ2 (см. рис. 3).

Необходимую величину напряжения смещения подбирают при налаживании стабилизатора. Если он питается от выпрямителя, подключенного к сетевому трансформатору, то для получения напряжения смещения можно предусмотреть отдельную обмотку на трансформаторе. Однако при этом напряжение смещения будет изменяться вместе с сетевым.

Схема преобразователя со стабильным напряжением смещения

Для получения стабильного напряжения смещения стабилизатор надо доработать (рис. 4), а дроссель превратить в трансформатор Т1, намотав дополнительную обмотку II. Когда ключевой транзистор закрыт, а диод VD1 открыт, напряжение на обмотке I определяется из выражения: U1=UBыx + U VD1.

Поскольку напряжение на выходе и на диоде в это время меняется незначительно, то независимо от значения входного напряжения на обмотке II напряжение практически стабильно. После выпрямления его подают на эмиттер транзистора VT2 (и VT1).

Рис. 4. Схема модифицированного импульсного стабилизатора напряжения.

Потери на нагрев снизились в первом варианте доработанного стабилизатора на 14,7%, а во втором — на 24,2%, что позволяет им работать при токе нагрузки до 4 А без установки ключевого транзистора на теплоотвод.

В стабилизаторе варианта 1 (рис. 3) дроссель L1 содержит 11 витков, намотанных жгутом из восьми проводов ПЭВ-1 0,35. Обмотку помещают в броневой магнитопровод Б22 из феррита 2000НМ.

Между чашками нужно заложить прокладку из текстолита толщиной 0,25 мм. В стабилизаторе варианта 2 (рис. 4) трансформатор Т1 образован намоткой поверх катушки дросселя L1 двух витков провода ПЭВ-1 0,35.

Вместо германиевого диода Д310 можно использовать кремниевый, например, КД212А или КД212Б, при этом число витков обмотки II нужно увеличить до трех.

DC стабилизатор напряжения с ШИМ

Стабилизатор с широтно-импульсным управлением (рис. 5) по принципу действия близок к стабилизатору, описанному в, но, в отличие от него, имеет две цепи обратной связи, соединенные таким образом, что ключевой элемент закрывается при превышении напряжения на нагрузке или увеличении тока, потребляемого нагрузкой.

При подаче питания на вход устройства ток, текущий через резистор R3, открывает ключевой элемент, образованный транзисторами VT.1, VT2, в результате чего в цепи транзистор VT1 — дроссель L1 — нагрузка — резистор R9 возникает ток. Происходит заряд конденсатора С4 и накопление энергии дросселем L1.

Если сопротивление нагрузки достаточно большое, то напряжение на ней достигает 12 Б, и стабилитрон VD4 открывается. Это приводит к открыванию транзисторов VT5, ѴТЗ и закрыванию ключевого элемента, а благодаря наличию диода VD3 дроссель L1 отдает накопленную энергию нагрузке.

Рис. 5. Схема стабилизатора с широтно-импульсным управлением с КПД до 89%.

Технические характеристики стабилизатора:

• Входное напряжение — 15. 25 В.
• Выходное напряжение — 12 В.
• Номинальный ток загрузки — 1 А.
• Пульсации выходного напряжения при токе нагрузки 1 А — 0,2 В. КПД (при UBX =18 6, Ін=1 А) — 89%.
• Потребляемый ток при UBX=18 В в режиме замыкания цепи нагрузки — 0,4 А.
• Выходной ток короткого замыкания (при UBX =18 6) — 2,5 А.

По мере уменьшения тока через дроссель и разряда конденсатора С4 напряжение на нагрузке также уменьшится, что приведет к закрыванию транзисторов VT5, ѴТЗ и открыванию ключевого элемента. Далее процесс работы стабилизатора повторяется.

Конденсатор С3, снижающий частоту колебательного процесса, повышает эффективность стабилизатора.

При малом сопротивлении нагрузки колебательный процесс в стабилизаторе происходит иначе. Нарастание тока нагрузки приводит к увеличению падения напряжения на резисторе R9, открыванию транзистора ѴТ4 и закрыванию ключевого элемента.

Далее процесс протекает аналогично описанному выше. Диоды VD1 и VD2 способствуют более резкому переходу устройства из режима стабилизации напряжения в режим ограничения тока.

Во всех режимах работы стабилизатора потребляемый им ток меньше тока нагрузки. Транзистор ѴТ1 следует установить на теплоотводе размерами 40×25 мм.

Дроссель L1 представляет собой 20 витков жгута из трех проводов ПЭВ-2 0,47, помещенных в чашечный магнитопровод Б22 из феррита 1500НМЗ. Магнитопровод имеет зазор толщиной 0,5 мм из немагнитного материала.

Стабилизатор несложно перестроить на другое выходное напряжение и ток нагрузки. Выходное напряжение устанавливают выбором типа стабилитрона VD4, а максимальный ток нагрузки — пропорциональным изменением сопротивления резистора R9 или подачей на базу транзистора ѴТ4 небольшого тока от отдельного параметрического стабилизатора через переменный резистор.

Для снижения уровня пульсаций выходного напряжения целесообразно применить LC-фильтр, аналогичный используемому в схеме на рис. 2.

Импульсный стабилизатор напряжения с КПД преобразования 69. 72%

Импульсный стабилизатор напряжения (рис. 6) состоит из узла запуска (R3, VD1, ѴТ1, VD2), источника опорного напряжения и устройства сравнения (DD1.1, R1), усилителя постоянного тока (ѴТ2, DD1.2, ѴТ5), транзисторного ключа (ѴТЗ, ѴТ4), индуктивного накопителя энергии с коммутирующим диодом (VD3, L2) и фильтров — входного (L1, С1, С2) и выходного (С4, С5, L3, С6). Частота переключения индуктивного накопителя энергии в зависимости от тока нагрузки находится в пределах 1,3. 48 кГц.

Рис. 6. Схема импульсного стабилизатора напряжения с КПД преобразования 69. 72%.

Все катушки индуктивности L1 — L3 одинаковы и намотаны в броневых магнитопроводах Б20 из феррита 2000НМ с зазором между чашками около 0,2 мм.

Обмотки содержат по 20 витков жгута из четырех проводов ПЭВ-2 0,41. Можно применить также кольцевые ферритовые магнитопроводы с зазором.

Номинальное выходное напряжение 5 В при изменении входного от 8 до 60 б и КПД преобразования 69. 72%. Коэффициент стабилизации — 500.

Амплитуда пульсаций выходного напряжения при токе нагрузки 0,7 А — не более 5 мВ. Выходное сопротивление — 20 мОм. Максимальный ток нагрузки (без теплоотводов для транзистора VT4 и диода VD3) — 2 А.

Импульсный стабилизатор напряжения на 12В

Импульсный стабилизатор напряжения (рис. 6.7) при входном напряжении 20. 25 В обеспечивает на выходе стабильное напряжение 12 В при токе нагрузки 1,2 А.

Пульсации на выходе до 2 мВ. Благодаря высокому КПД в устройстве не используются теплоотводы. Индуктивность дросселя L1 — 470 мкГч.

Рис. 7. Схема импульсного стабилизатора напряжения с малыми пульсациями.

Аналоги транзисторов: ВС547 — КТ3102А] ВС548В — КТ3102В. Приблизительные аналоги транзисторов ВС807 — КТ3107; BD244 — КТ816.

Источник: Шустов М. А. — Практическая схемотехника. Преобразователи напряжения.

2. Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения

В импульсных стабилизаторах напряжения (ИСН) регули­рующий элемент (транзистор) работает в режиме переключении. В этом состоит основное отличие их от стабилизаторов непрерыв­ного действия. В режиме переключения рабочая точка транзистора большую часть периода коммутации находится в области насыще­ния или отсечки, а зону активной области проходит с высокой ско­ростью только в моменты переключения. Причем значение средней за период коммутации мощности, рассеиваемой на регулирующем транзисторе, намного меньше, чем при его работе в непрерывном режиме. Поэтому импульсные стабилизаторы напряжения по срав­нению с непрерывными имеют более высокий КПД и в отдельных случаях лучшие массогабаритные показатели за счет уменьшения или исключения радиаторов для регулирующего транзистора.

Недостатки импульсных стабилизаторов:

 более сложная схема управления;

 повышенный уровень шумов, радиопомех;

 пульсации выходного напряжения;

 худшие динамические характеристики.

2.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов

2.1.1. Регулирующие элементы

По способу построения силовой части импульсные стабили­заторы постоянного напряжения разделяются на три типа:

 с последовательно включенными регулирующим элемен­том, дросселем и нагрузкой;

 с дросселем, включенным последовательно с нагрузкой, и регулирующим элементом, подключенным параллельно нагрузке;

 с дросселем, подключенным параллельно нагрузке, и регу­лирующим элементом, включенным последовательно с нагрузкой.

Импульсный последовательный стабилизатор (понижаю­щего типа) выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 2.1, а, в которой регулирующий элемент РЭ и дроссель фильтра L включены последовательно с нагрузкой R_н. В качестве РЭ используется транзистор, работающий в режиме переключении, при котором он поочередно находится в режиме насыщения (когда он полностью открыт) или в режиме отсечки (когда он полностью закрыт). При открытом транзисторе в течение времени t_и (рис. 2.1, б) энергия от входного источника постоянного тока U_п (или выпрямителя с выходным напряжением U₀) передается в на­грузку через дроссель L, в котором накапливается избыточная энергия. При закрытом транзисторе в течение времени t_п накоплен­ная в дросселе энергия через диод VD передается в нагрузку.

Период коммутации (преобразования) равен T_п = t_и + t_п.

Частота коммутации (преобразования) равна

Отношение длительности открытого состояния транзистора, при котором генерируется импульс напряжения длительностью t_и к периоду коммутации T_п называется коэффициентом заполнения:

Иногда при расчетах удобно пользоваться скважностью

В импульсном стабилизаторе регулирующий элемент (РЭ) преобразует (модулирует) входное постоянное напряжение U_п (U₀) в серию последовательных импульсов определенной длительности и частоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дрос­селя L и конденсатора C демодулирует их опять в постоянное на­пряжение U_н. При изменении входного напряжения U_п (U₀) или тока в нагрузке R_н в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обрат­ной связи (рис. 2.1, а), состоящей из измерительного элемента (ИЭ) и схемы управления (СУ), длительность импульсов изменяется та­ким образом, что выходное напряжение U_н остается стабильным с определенной степенью точности.

Рис. 2.1. Структурная схема импульсного последовательного стабилизатора (понижающего типа)

Наличие конденсатора C_н не является принципиально необ­ходимым. Однако при отсутствии конденсатора для получения малой пульсации выходного напряжения ИСН требуется большая индуктивность дросселя.

Импульсный режим работы позволяет значительно умень­шить мощность потерь в регулирующем элементе и тем самым по­высить КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты. В этом состоит решающее преимущество импульсных стабилиза­торов перед непрерывными стабилизаторами.

Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управ­ления регулирующим транзистором могут выполняться с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсной модуля­цией (ЧИМ) или релейного типа. В ШИМ-стабилизаторах в про­цессе работы изменяется длительность импульса t_и, а частота ком­мутации остается неизменной, в ЧИМ-стабилизаторах изменяется частота коммутации, а длительность импульса t_и остается постоян­ной, в релейных стабилизаторах в процессе регулирования напря­жения изменяется и длительность импульса, и частота; это является их основным недостатком, ограничивающим применение.

Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа) выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 2.2, в которой регулирующий элемент (транзистор) подключен па­рал­лельно нагрузке R_н и также работает в импульсном режиме. Диод VD блокирует нагрузку R_н и конденсатор фильтра C от регулирую­щего элемента. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от источ­ника питания U_п протекает через дроссель L, запасая в нем энер­гию. Диод VD при этом отсекает (блокирует) нагрузку и не по­зво­ляет конденсатору C разрядиться через открытый регулирующий транзистор. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора C. В следующий момент, когда регули­рующий транзистор закрыт, ЭДС самоиндукции дросселя L сумми­руется с входным напряжением и энергия дросселя отдается в на­грузку; при этом выходное напряжение оказывается больше вход­ного напряжения питания U_п (U₀). В отличие от схемы на рис. 2.1 здесь дроссель не является элементом фильтра, а выходное напря­жение становится больше входного на величину, определяемую индуктивностью дросселя L и скважностью работы регулирую­щего транзистора, определяемой по формуле (2.1.2).

Схема управления стабилизатором на рис. 2.2 построена та­ким образом, что при повышении, например, входного напряжения питания U_п (U₀) длительность открытого состояния t_и регулирую­щего транзистора уменьшается на такую величину, что выходное напряжение U_н остается неизменным с определенной степенью точности.

Рис. 2.2. Структурная схема импульсного параллельного стабилизатора (повышающего типа)

Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 2.3. В от­личие от предыдущей схемы здесь параллельно нагрузке R_н вклю­чен дроссель L, а регулирующий элемент РЭ включен последова­тельно с нагрузкой. Блокирующий диод отделяет конденсатор фильтра C и нагрузку R_н от регулирующего элемента. Стабилиза­тор обладает свойством изменения (инвертирования) полярности выходного стабильного напряжения U_н относительно полярности входного напряжения питания. Значение выходного напряжения такого стабилизатора в зависимости от относительной длительно­сти открытого состояния регулирующего транзистора может быть как больше, так и меньше напряжения U_п. Накопление энергии в L и C_н, а также передача энергии от этих элементов и источника пи­тания в нагрузку происходит аналогично схеме на рис. 2.2.

Рис. 2.3. Структурная схема импульсного параллельного стабилизатора инвертирующего типа

Из рассмотренных схем наибольшее применение находит по­следовательный импульсный понижающий стабилизатор (рис. 2.1), в котором сглаживание пульсации осуществляется LC-фильтром. В стабилизаторах повышающего типа (рис. 2.2 и 2.3) дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного постоянного на­пряжения. В этих схемах сглаживание пульсации достигается только увеличением емкости конденсатора C. Это приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом.

Для более полного использования регулирующего транзи­стора по напряжению или ограничения напряжения на нем, что дает возможность исключить последовательное соединение нескольких транзисторов, применяются дроссели с отводами, т.е. их авто­трансформаторное включение. В таких схемах дроссель выполня­ется с отводом от части витков обмотки и включается как авто­трансформатор. Автотрансформаторное включение дросселя позволяет также изменять коллекторный ток транзистора.

Схема управления (СУ) позволяет получить заданную ста­бильность напряжения U_н на нагрузке. Вход СУ во всех трех типах ИСН подсоединяется к нагрузке для формирования сигнала рассо­гласования в цепи обратной связи, а ее выход  к выводам эмиттер-база регулирующего транзистора для управления его включением и выключением. Стабилизация выходного напряжения ИСН при изменениях напряжения питания или тока нагрузки осуществля­ется изменением скважности импульсов напряжения на входе сглаживающего фильтра, уменьшающего до заданного уровня пульсацию напряжения на нагрузке.

Какие основные схемы импульсных стабилизаторов напряжения

Импульсные стабилизаторы напряжения

Импульсные стабилизаторы напряжения

В импульсных стабилизаторах напряжения используется ключевой элемент (биполярный транзистор, MOSFET, IGBT) относительной длительностью состояний которого ON/OFF можно управлять в зависимости от уровня выходного напряжения. Таким образом, электронный ключ как бы дозирует передачу энергии к выходу тем самым, осуществляя стабилизацию выходного напряжения при изменении нагрузки.

Импульсные стабилизаторы напряжения часто называют DC-DC конверторами [Силовая электроника. Профессиональные решения. Борис Семенов. Солон-Пресс, ДМК Пресс, 2011, 416 c.]. Необходимо помнить, что импульсные стабилизаторы не обеспечивают гальваническую развязку от сети.

Существуют три типа импульсных стабилизаторов напряжения:

— понижающий (ENG = «chopper», «buck converter», «step-down convertor»);

— повышающий (ENG = «boost converter», «step-up convertor»);

— инвертирующий (ENG = «buck-boost converter» ).

Подробное описание каждого из перечисленных типов импульсных стабилизаторов напряжения дано в соответствующих разделах.

Назначение и электрическая схема

Понижающие импульсные стабилизаторы напряжения используются в случаях, когда питающее напряжение имеет большую величину, чем требуемое напряжение питания нагрузки. На практике понижающие импульсные стабилизаторы используются, если входное напряжение питания на 20-200 % превышает напряжение питания нагрузки. Так, например, если входное напряжение составляет от 8-25 В, а выходное стабилизируемое напряжение лежит в пределах 0,5-5 В [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. Power Electronics Technology. June 2006].

В англоязычной литературе понижающий стабилизатор имеет следующие наименования(ENG = «chopper», «buck converter», «step-down convertor»).

Принципиальная электрическая схема понижающего импульсного стабилизатора напряжения представлена на рисунке BUCK.1.

Рисунок BUCK.1 — Принципиальная электрическая схема понижающего импульсного стабилизатора напряжения

Принцип работы

Принцип работы заключается в следующем. В период времени, когда ключевой транзистор открыт, ток протекает от источника питания через силовой дроссель L в нагрузку R_load и подзаряжает выходной конденсатор фильтра C_out. В следующий период транзистор закрывается и ток, поддерживаемый индуктивностью дросселя L замыкается через диод VD. Далее процесс повторяется. В данном случае ключевой транзистор VT как бы дозирует то время, в течение которого от источника питания потребляется энергия.

Стадии рабочего цикла стабилизатора

В работе схемы четко выражены два периода:

— период потребления энергии длительностью t_i;

— период паузы длительностью t_p.

Периоды соответствуют двум рабочим контурам:

— контур заряда охватывает цепь: «источник питания» — «ключевой транзистор» — «дроссель» — «конденсатор фильтра//нагрузка». По этому контуру ток протекает на стадии потребления энергии.

— контур разряда охватывает цепь: «диод» — «дроссель» — «конденсатор фильтра//нагрузка». По этому контуру протекает ток на стадии паузы.

Поскольку ток потребляется от источника не в течение всего периода, то на входе стабилизатора присутствует входная ёмкость C_in играющая роль энергетического буфера. Выходная емкость C_out сглаживает пульсации напряжения на нагрузке, обусловленные пульсациями тока дросселя. Понижающий стабилизатор может работать как в прерывистом, так и в непрерывном режиме токов выходного дросселя. Основным является режим непрерывных токов, обеспечивающий меньшие пиковые токи через транзистор, лучшую регулировочную характеристику, меньшую емкость выходного конденсатора и в целом меньшие потери. В связи с этим все дальнейшие соотношения представлены именно для основного режима непрерывных токов. Временные диаграммы, характеризующие процесс работы стабилизатора представлены на рисунке BUCK.2.

Рисунок BUCK.2 — Временные диаграммы работы импульсного понижающего стабилизатора [Dokic B.L., Blanusa B. Power Electronics: Converters and Regulators. Springer Cham Heidelberg New York Dordrecht London, 2015. XVIII, 598 p.]

Период потребления энергии

Период потребления энергии начинается, когда сигнал с ШИМ-контроллера открывает ключевой транзистор VT. При этом ток от источника питания протекает по цепи «ключевой транзистор» — «дроссель» — «конденсатор фильтра//нагрузка». К силовому дросселю прикладывается разность входного V_in и выходного V_out напряжений, под действием которой ток через дроссель начинает увеличиваться. Изменение тока дросселя ΔI_L+ на стадии потребления энергии определяется выражением:

t_i – длительности периода включенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

V_IN – входное напряжение;

V_OUT – выходное напряжение.

До тех пор, пока абсолютное значение тока через дроссель заряжающего конденсатор не превысит ток нагрузки, который разряжает конденсатор, напряжение на последнем будет уменьшаться. Забегая вперед можно сказать, что через половину длительности t_i напряжение на конденсаторе фильтра начнет увеличиваться.

В течение всего интервала потребления энергии к диоду VD прикладывается обратное напряжение, равное напряжению источника питания.

Период паузы

Период паузы начинается после выключения транзистора. При этом диод VD открывается и ток «запасенный» в дросселе протекает по цепи «диод» — «дроссель» — «конденсатор фильтра//нагрузка». Силовой дроссель, который к началу паузы набрал максимальный ток, начинает «разряжаться» в конденсатор имеющий напряжение V_out, и ток дросселя начинает снижаться. Изменение тока дросселя ΔI_L- на стадии паузы определяется выражением:

t_p – длительности периода выключенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

V_OUT – выходное напряжение.

До тех пор, пока абсолютное значение тока через дроссель не станет меньше тока нагрузки, напряжение конденсаторе будет увеличиваться, после этого момента — уменьшаться. Забегая вперед, можно сказать, что через половину длительности t_p напряжение на конденсаторе фильтра начнет уменьшаться.

Спад тока дросселя продолжается до момента следующего интервала потребления энергии. Ток в нагрузке на интервале паузы поддерживается за счет энергии, запасенной в дросселе и конденсаторе фильтра.

Связь входного и выходного напряжения стабилизатора

Выведем соотношение для связи выходного и входного напряжения стабилизатора. В установившемся режиме выполняется условие равенства роста тока дросселя за интервал передачи энергии спаду тока за интервал паузы:

Подставляя в это выражение соотношения для ΔI_L+ и ΔI_L- получаем:

Проводим ряд преобразований:

s

Учитывая, что коэффициент заполнения, то есть отношение длительности периода включенного ключа к длительности всего периода повторения импульсов:

t_i – длительности периода включенного ключа;

T – период повторения импульсов;

то выражение для V_OUT с учетом соотношения для q можно переписать в виде:

q — коэффициент заполнения.

Практически важно, как показывает данное выражение, что выходное напряжение V_INлинейно зависит от коэффициента заполнения q.

Из соотношения следует, что для понижающего стабилизатора (в идеализированном случае) требуемое значение коэффициента заполнения следует из отношения:

Пограничный режим, условие перехода в режим разрывных токов

Необходимо понимать, что с уменьшением индуктивности дросселя режим работы стабилизатора приближается к режиму разрывных токов. Критический или вернее пограничный режим, после которого начинается область разрывных токов, определяется условием (см. рисунок BUCK.3):

∆I_L – изменение тока дросселя (размах «максимум»-«минимум»).

Откуда следует, что если максимальные пульсации тока дросселя составляют удвоенный ток нагрузки, то стабилизатор переходит в режим разрывных токов:

Выходной ток, в свою очередь равен среднему току через индуктивность:

Рисунок BUCK.3 — Пограничный режим работы стабилизатора

Выведем основные соотношения для расчета элементов понижающего импульсного преобразователя.

Расчет параметров элементов понижающего импульсного стабилизатора напряжения

Силовой дроссель

Как уже было сказано ранее изменение (пульсации) тока дросселя ΔI_L на стадии заряда определяется выражением:

t_i – длительности периода включенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

V_IN – входное напряжение;

V_OUT – выходное напряжение.

Выполним ряд преобразований над выражением для пульсаций тока дросселя ΔI_L:

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

V_IN – входное напряжение;

q — коэффициент заполнения;

L – индуктивность дросселя.

Видно, что абсолютное значение пульсаций тока ΔI_L линейно определяется частотой f, индуктивностью дросселя L и входным напряжением V_IN. А от коэффициента заполнения наблюдается нелинейная зависимость.

Из предыдущего соотношения следует требование к минимальному значению индуктивности дросселя понижающего преобразователя, которое определяется отношением:

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

ΔI_L — пульсации тока дросселя;

q — коэффициент заполнения;

V_IN – входное напряжение.

Для практических расчетов величина пульсаций тока дросселя определяется из условия [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. Power ElectronicsTechnology. June 2006]:

выбираем нижнюю границу диапазона:

I_OUT – номинальный выходной ток стабилизатора.

Это приблизительное соотношение подразумевает «золотую середину» между уровнем пульсаций и габаритами дросселя.

Максимальный ток дросселя

Для расчета параметров дросселя важно знать его максимальный ток. Максимальный ток через дроссель I_{L_max}определяется из выражения:

Или подставляя выражение для ∆I_L получаем:

В практических расчетах ток насыщения надо выбирать с некоторым запасом. Оптимальным является запас в 20% сверх расчётного значения [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. Power Electronics Technology. June 2006].

NB. Из соотношения для ∆I_L следует, что пульсации тока максимальны при q=0.5. Максимальным пульсациям тока соответствует наибольшая величина индуктивности и максимального тока через дроссель. Это практически важно при расчете понижающихся стабилизаторов, рабочий диапазон q которых может переходить через границу 0,5.

Среднеквадратичное значение тока дросселя

Среднеквадратичное значение тока дросселя I_{L_rms} определяется выражением для среднеквадратичного значения треугольных импульсов с постоянной составляющей (см. раздел «Резисторы»):

I_OUT – выходной ток;

ΔI_L – пульсация тока дросселя.

Выходной конденсатор фильтра

Выходной конденсатор фильтра подавляет пульсации, возникающие на выходе понижающего преобразователя. Ёмкость конденсатора C_out определяет величину пульсаций обусловленных зарядом-разрядом конденсатора. Вторая компонента пульсаций на выходе преобразователя обусловлена эквивалентным последовательным сопротивлением (equivalent-series resistance, ESR) конденсатора.

Для определения требуемой величины емкости конденсатора обеспечивающий заданный уровень пульсаций необходимо определить насколько конденсатор заряжается в период потребления энергии и в период паузы.

Рассмотрим детально процесса заряда-разряда конденсатора.

Изменение напряжения на конденсаторе в процессе заряда-разряда определяется суммарным балансом токов, заряжающих I_C+(t) и разряжающих I_C-(t) выходной конденсатор:

При этом само изменение есть интеграл от результирующего тока по времени:

Ток, разряжающий конденсатор в течение всего периода постоянен и равен току нагрузки:

Заряжающий ток I_C+ имеет свое выражение на каждом из интервалов:

— период потребления энергии, ключ открыт, ток дросселя растет:

В начальный момент времени интервала (t=0), то есть когда транзистор только что открылся, ток дросселя имеет минимальное значение:

И в начале этот ток меньше разряжающего тока нагрузки I_OUT.

С течением времени происходит увеличение тока заряжающего конденсатор по закону:

В итоге суммарный баланс токов, заряжающих-разряжающих выходной конденсатор на интервале потребления энергии равен:

Из выражения видно, что процесс заряда выходного конденсатора начнётся в некоторый момент времени t_+start после того как растущий ток через индуктивность сравняется с током I_out (и превысит его). Найдем момент времени t_+start.

С учетом того, что выражение для пульсаций тока дросселя ΔI_L имеет вид:

То, подставляя это выражение в предыдущее получим:

Отсюда следует, что начало заряда ёмкости (когда ток I_C(t) станет положительным) настанет в момент времени равный половине длительности интервала:

То есть конденсатор будет заряжаться оставшуюся половину интервала линейно растущим током:

В этом выражении начальному (нулевому) времени соответствует времени t_i/2 а конечному времени – t_i. Отсюда длительность времени увеличения напряжения на конденсаторе равна t_i/2. При этом рост напряжения на конденсаторе в течение интервала передачи энергии ΔV_{C_i} будет равен:

— период паузы, ключ закрыт, ток дросселя падает:

В начальный момент времени интервала паузы, для упрощения будем считать его нулевым моментом (t=t_i) ток поддерживаемые дросселем и заряжающий конденсатор максимален и равен:

Далее с течением времени происходит спад тока заряжающего конденсатор по линейному закону:

В итоге суммарный баланс токов, заряжающих-разряжающих выходной конденсатор равен:

Аналогично предыдущему случаю (интервал передачи энергии), подставляя выражение для пульсаций тока дросселя ΔI_L :

Найдем момент времени t_+final начиная с которого напряжение на конденсаторе начинает спадать. Проводим ряд математических преобразований:

Откуда следует, что начало разряда ёмкости (когда ток I_C(t) станет отрицательным) настанет в момент:

Необходимо помнить, что здесь в качестве нулевого момента времени подразумевается время, равное длительности интервала передачи энергии t=t_i . Это будет учтено в вычислениях интегралов тока по времени, определяющих рост напряжения.

Отсюда следует, что с начала интервала паузы и до момента времени (T-t_i)/2 выходной конденсатор будет заряжаться спадающим током:

Поскольку к моменту времени t=t_+final ток через конденсатор будет переходить через ноль, то выражение для заряжающего тока можно переписать в виде:

В этом выражении нулевому времени соответствует время начала интервала паузы t_i.

Рост напряжения на конденсаторе в течение паузы ΔV_{C_p} будет равен:

Проводим ряд математических преобразований:

Суммарное увеличение напряжение на выходном конденсаторе происходит как на интервале передачи энергии, так и на интервале паузы:

Суммируя полученные значения для ΔV_{C_p} и ΔV_{C_i} получаем выражение для изменения напряжения на конденсаторе:

Раскрываем скобки и проводим ряд математических преобразований:

Это выражение определяет пульсации напряжения на выходном конденсаторе за счет процесса заряда-разряда конденсатора.

Из выражения следует выражение для емкости выходного конденсатора фильтра C_out :

V_IN – входное напряжение;

ΔV_{Сout_disch} – величина пульсаций на конденсаторе обусловленная его зарядом-разрядом;

L – индуктивность силового дросселя;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

q — коэффициент заполнения.

Полученная выше формула ΔV_{Сout_disch} определяет только одну компоненту общих пульсаций, связанную с зарядом-разрядом конденсатора. Есть еще пульсации обусловленные величиной ESR выходного конденсатора.

Величина пульсаций определяется величиной ESR выходного конденсатора и рассчитывается по соотношению:

Для практических расчетов можно задаться величиной пульсаций не более 2% от величины выходного напряжения [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. Power Electronics Technology. June 2006].

Отсюда следует выражение для ESR выходного конденсатора:

В первом приближении, можно считать, что амплитуды пульсаций обусловленных разрядом-зарядом емкости и падением напряжения на ESR конденсатора складываются:

Максимальное напряжение на выходном конденсаторе равно максимальной величине выходного напряжения V_{OUT_max} :

Входной конденсатор

Величина емкости входного конденсатора зависит от импеданса входного источника питания. Выполним некоторые математические оценки. Скорость роста тока в цепи питания стабилизатора определяется соотношением:

V_IN – входное напряжение стабилизатора;

L_PS – индуктивность цепи питания стабилизатора (индуктивность первичного источника);

Отсюда следует, что время t_transient за которое ток в цепи достигнет номинального значения равно:

Поскольку задача выходного конденсатора обеспечить питание стабилизатора в течение этого интервала времени длительностью t_transient , то минимальное значение его емкости должно быть равно:

ΔV_{Cin_disch} – пульсации напряжения вследствие разряда конденсатора.

Подставляя выражение для t_transient в предыдущее соотношение получаем выражение для расчета C_in:

Здесь в качестве входного тока необходимо использовать максимальное значение, равное максимальному току через дроссель I_{L_max}. Таким образом, подставляя получаем итоговое выражение:

Падение напряжения вследствие его разряда ΔV_{Cin_disch} можно выбрать в пределах 1-2% от величины входного напряжения V_IN.

В работе [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. PowerElectronics Technology. June 2006] рекомендуемое значение емкости для обычных лабораторных источников питания выбирают исходя из эмпирического положения «от 10 мкФ до 22 мкФ на ампер».

Максимальное значение тока, протекающего через входной конденсатор I_{Cin_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Величина пульсаций напряжения, на входном конденсаторе обусловленных ESRконденсатора равна:

Отсюда следуют требования к ESR входного конденсатора:

Для практических расчетов можно задаться величиной пульсаций ΔV_{Cin_ESR}, не превышающих 2% от величины входного напряжения V_IN.

Максимальное напряжение на входном конденсаторе равно максимальной величине входного напряжения V_{IN_max} :

Диод выбирают в соответствии с максимальной рассеиваемой мощностью и величиной обратного напряжения.

Тепловая мощность, рассеиваемая на диоде определяется соотношением:

Поскольку ток через диод I_VD, равен току индуктивности в период разряда I_L, который в свою очередь (по среднему значению) равен выходному току, то выражение для I_VD имеет вид:

Тогда выражение для мощности, рассеиваемой на диоде P_VD примет вид:

q – коэффициент заполнения;

I_OUT – максимальное значение выходного тока;

V_VD – прямое падение напряжения на диоде.

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду равно входному напряжению стабилизатора V_IN:

Ключевой транзистор

Ключевой транзистор выбирают в соответствии с максимальной рассеиваемой мощностью (рабочим током) и величиной обратного напряжения.

Максимальное обратное напряжение

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к транзистору равно входному напряжению стабилизатора V_IN:

В реальности возникают выбросы напряжения на транзисторе, обусловленные паразитной индуктивностью цепи стока (коллектора). Методика расчета и меры борьбы указаны ниже в пункте «Выбросы напряжения на транзисторе, обусловленные паразитной индуктивностью цепи стока (коллектора)» настоящего раздела.

Максимальное значение тока, протекающего через ключевой транзистор I_{VT_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Рассеиваемая на транзисторе мощность складывается из мощности статических потерь P_{VT_stat}, определяющихся падением напряжения на транзисторе и токе через него и динамических потерь P_{VT_switch}, обусловленных переключением:

Мощность статических потерь:

— для MOSFET – транзисторов соотношение для мощности статических потерь имеет вид:

R_DS – сопротивление канала «сток-исток» открытого транзистора;

I_{VT_rms} – среднеквадратичное значение тока через транзистор рассчитываемое по соотношению (см. раздел «Резисторы»):

I_OUT – выходной ток (максимальное значение);

ΔI_L – пульсации тока выходного дросселя.

— для биполярных и IGBT – транзисторов, мощность статических потерь определяется падением напряжения и током через транзистор. Поскольку ток через транзистор I_VT, равен току индуктивности который по среднему значению равен выходному току, то выражение для I_VT имеет вид:

Тогда выражение для мощности статических потерь для биполярных и IGBT – транзисторов примет вид:

q – коэффициент заполнения;

I_OUT –выходной ток (максимальное значение);

V_VT – прямое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер.

Мощность динамических потерь:

— для MOSFET – транзисторов мощность динамических потерь P_{VT_switch} рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

С_oss – выходная емкость транзистора определяемая как сумма ёмкостей «затвор–сток» С_GD и «сток-исток» С_DS.

Выходная емкость MOSFET-транзистора транзистора С_oss, содержится в datasheet на выбранный тип транзистора. Времена спада и нарастания напряжения на транзисторе t_f и t_rможно рассчитать в соответствии с параметрами выходного каскада ШИМ-контроллера преобразователя или использовать оценочные значения согласно datasheet-у транзистора.

— для биполярных и IGBT – транзисторов мощность динамических потерь P_{VT_switch}рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

E_ts – суммарная энергия переключения;

С_oes – выходная емкость транзистора.

Суммарная мощность тепловых потерь на транзисторе определяется как сумма мощностей статических и динамических потерь:

Реальные параметры понижающего стабилизатора

Основные паразитные параметры понижающего стабилизатора

Реальность вносит свои коррективы. Основными паразитными параметрами, влияющими на процесс работы понижающего импульсного стабилизатора являются:

V_VT – падение напряжения на ключевом транзисторе;

V_VD – падение напряжения на диоде;

R_L – сопротивление обмотки дросселя;

L_par – паразитная индуктивность цепи стока (коллектора).

Принципиальная электрическая схема понижающего импульсного стабилизатора напряжения с учетом основных паразитных параметров представлена на рисунке BUCK.4.

Рисунок BUCK.4 — Принципиальная электрическая схема понижающего импульсного стабилизатора напряжения с учетом основных паразитных параметров

Соотношение взаимосвязи V_IN и V_OUT с учетом паразитных параметров

Выведем соотношение взаимосвязи входного и выходного напряжения стабилизатора с учетом влияния паразитных параметров.

С учетом паразитных параметров рост тока дросселя ΔI_L на стадии заряда определяется выражением:

t_i – длительности периода включенного ключа;

L – индуктивность дросселя;

V_VT – падение напряжения на ключевом транзисторе;

R_L – сопротивление обмотки дросселя;

V_IN – входное напряжение;

V_OUT – выходное напряжение.

Спад тока дросселя ΔI_L- на стадии разряда определяется выражением:

V_VD – падение напряжения на диоде.

В установившемся режиме рост тока за период передачи энергии равен спаду за период паузы:

Проводим ряд математических преобразований:

В итоге получаем соотношение, связывающее входное и выходное напряжение:

Или с учетом выражения для коэффициента заполнения:

Отсюда получим соотношение для коэффициента заполнения:

Это выражение показывает необходимое (или вернее сказать корректируемое) значение коэффициента заполнения q с учетом реальных параметров элементов понижающего преобразователя. «Коррекцию» коэффициента заполнения осуществляет ШИМ-контроллер понижающего стабилизатора путем обратной связи. В этом соотношении величина тока через силовой дроссель в первом приближении можно считать равной выходному току преобразователя:

Формула получена из балансного выражения для изменений токов на стадиях «ON-OFF» в процессе работы схемы. Формула учитывает все падения напряжения.

Максимальное выходное напряжение из-за падений напряжений на элементах схемы меньше выходного и равно:

Применение скорректированного соотношения для коэффициента заполнения для расчета элементов стабилизатора

Определим, как изменится соотношение для расчета силового дросселя с учетом реальных параметров схемы. Необходимая величина индуктивности дросселя с учетом всех реальных паразитных параметров может быть выведена из соотношения для спада тока:

И в этом случае индуктивность L должна быть больше чем, если все идеально, поскольку она должна «протянуть ток» преодолевая падение напряжения на VD и R_L.

Из соотношения для роста тока:

может быть выведено другое соотношение:

В этом случае L должна быть меньше чем все идеально, поскольку дроссель должен «набрать больше току» (читай — энергии) из за падений напряжения на транзисторе и собственном сопротивлении.

Так каким же должно быть L? Фактически L не изменяется, а изменяется q: (длительность t_i возрастает) и уже потом под это q рассчитывается L.

То есть индуктивность дросселя L правильно вычислять по той же формуле:

где q вычисляется по вышеприведенной формуле:

Максимальный ток через дроссель определяется аналогично предыдущему идеализированному выражению:

где q также вычисляется по вышеприведенной «скорректированной» формуле.

Точно так же и параметры других элементов схемы: выходного C_in и входного конденсаторов C_in , диода VD и ключевого транзистора VT определяются по ранее полученным соотношениям, но с учетом «скорректированного» q.

Расчет коэффициента заполнения понижающего стабилизатор на основе интегральных потерь

Существует другой более упрощенный подход к расчету «скорректированного» q на основе учета интегральных потерь мощности во всей схеме стабилизатора.

Выведенное с учетом основных паразитных параметров соотношение для q учитывает основные, но еще не все потери. Есть еще достаточно крупные потери в магнитопроводе дросселя, из мелких есть потери на ESR конденсаторов, потери на сопротивлении проводников печатной платы и другие. И иногда по той или иной причине удобнее считать «скорректированное» q через суммарные потери на основе так называемого энергетического подхода. Выведем, как изменяется коэффициент заполнения q при некоторой вносимой мощности потерь P_loss относительно идеализированного случая. Соотношение баланса мощностей с учетом потерь запишем в виде:

P_loss – мощность потерь;

P_IN – входная (потребляемая) мощность;

P_OUT – выходная мощность.

Подставляя выражения для мощностей P_IN и P_OUT для идеализированного случая) получаем:

Отсюда следует, что время включенного состояния ключа должно увеличиться для того чтобы скомпенсировать потери.

Приращение времени Δt_i определяется из выражения:

Для того чтобы выполнялось соотношение:

Необходимо чтобы два последних слагаемых друг друга компенсировали:

Проводим ряд математических преобразований:

Поскольку из базового соотношения:

Подставляя которое предыдущую формулу получаем:

Откуда, переходя к коэффициенту заполнения:

q – «идеализированный» коэффициент заполнения, рассчитанный для случая без потерь;

Δq – увеличение коэффициента заполнения относительного «идеализированного» значения;

P_loss – мощность потерь;

P_OUT – выходная мощность.

Это простое выражение показывает, как изменяется (увеличивается) коэффициент заполнения при внесении определенной мощности потерь P_loss.

Выбросы напряжения на транзисторе, обусловленные паразитной индуктивностью цепи стока (коллектора)

Для понижающего импульсного стабилизатора существует проблема выбросов напряжения на стоке (коллекторе) транзистора, обусловленных резким разрывом тока, протекающего через паразитную индуктивность конура L_par. В случае если энергия запасаемой в паразитной индуктивности превышает энергию поглощаемую емкостью стока (коллектора) транзистора – выходная емкость, то возможен выход ключевого элемента из строя. Критерий наличия или отсутствия проблемы перенапряжения выражается как:

L_par – паразитная индуктивность цепи стока (коллектора);

I_{L_max} – максимальная величина тока силового дросселя, равная току через L_par (разрыв тока происходит при максимальном токе);

C_oss – выходная емкость транзистора (Output Capacitance) — указана в datasheet на транзистор;

V_{VT_max} – максимальное напряжение на транзисторе.

V_IN – входное напряжение;

V_VD – выходное напряжение.

Если расчеты показывают, что энергия индуктивного выброса способна перезарядить емкость транзистора то необходимо принимать меры следующего содержания:

— использовать транзистор с большим рабочим напряжением;

— «переразвести» плату, уменьшив величину паразитной индуктивности печатных проводников;

— подключить конденсатор с малыми ESR и ESL между шиной питания и землей как можно ближе к силовому транзистору. Это уменьшит величину L_par ;

— использовать защитные ограничители напряжения на основе TVS-диодов, подключаемые параллельно и непосредственно вблизи выводов сток-исток (но это крайняя мера).

Алгоритм расчета понижающего импульсного стабилизатора напряжения

1. Определение исходных параметров расчета

Это, по сути, техническое задание на проектирование стабилизатора напряжения:

— определение входного напряжения V_IN и диапазона его изменения V_{IN_min} — V_{IN_max}если источник регулируемый;

— определение выходного напряжения V_OUT и диапазона его регулировки V_{OUT_min} — V_{OUT_max} если источник регулируемый;

— определение выходного тока I_OUT и диапазона его изменения I_{OUT_min} — I_{OUT_max} если нагрузка изменяется;

— максимальная величина пульсаций выходного напряжения ΔV_OUT ;

— определение L_PS – индуктивности цепи питания стабилизатора (индуктивность первичного источника).

Если заданы фиксированные значения входных или выходных параметров, то в дальнейших расчетах максимальные и минимальные значения, указанные в формулах принимаются равными номинальному значению.

2. Определение максимального и минимального значений коэффициента заполнения

— В случае если входное и выходное напряжения фиксированы, то значение коэффициента заполнения q рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_IN — номинальное входное напряжение;

q — коэффициент заполнения.

— В случае если входное напряжение изменяется, а выходное напряжение фиксировано (самый распространенный случай), то максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения q рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_{IN_max} , V_{IN_min} — – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max , q_min – максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения соответственно.

— В случае если входное и выходное напряжение изменяется, (самый сложный случай), то значение коэффициента заполнения q рассчитывается по соотношению:

V_{OUT_max} , V_{OUT_min} – максимальное и минимальное значение выходного напряжения соответственно;

V_{IN_max} , V_{IN_min} – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max , q_min – максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения соответственно.

3. Выбор контроллера и определение рабочей частоты преобразователя

ШИМ-контроллер понижающего импульсного стабилизатора выбирается исходя из возможностей текущей элементной базы, требований по энергопотреблению, массогабаритным и экономическим показателям. Рабочая частота импульсного стабилизатора f выбирается соответственно характеристикам контроллера, силового ключа, и частотным характеристикам феррита магнитопровода.

4. Расчет параметров силового дросселя L

Расчет индуктивности дросселя

Определяем коэффициент заполнения q_ΔImax при котором пульсации тока дросселя максимальны. Пульсации тока дросселя будут максимальны, если внутри диапазона [q_max — q_min] расположено значение 0,5, при этом:

В случае, если диапазон [q_max — q_min] лежит слева или справа от значения 0,5 то используется максимально близкое к этой величине значение.

Индуктивность дросселя понижающего стабилизатора определяется исходя из значения максимального тока пульсаций:

q_ΔImax – коэффициент заполнения при котором пульсации тока максимальны;

V_{IN_max} – максимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max , q_min – максимальное и минимальное значение коэффициента заполнения соответственно;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

ΔI_L — пульсации тока дросселя.

Величина пульсаций тока дросселя определяется из условия [Buck-Converter Design Demystified. By Donald Schelle and Jorge Castorena, Jorge Castorena, Technical Staff, Technical Staff, Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Calif. Power Electronics Technology. June 2006]:

выбираем нижнюю границу диапазона:

I_OUT – номинальное значение выходного тока (в случае, если номинальное значение не задано, то в качестве I_OUT используется среднее между максимальным и минимальным значением параметра).

Это приблизительное соотношение подразумевает «золотую середину» между уровнем пульсаций и габаритами дросселя: Чем меньше индуктивность дросселя, тем больше пульсации и меньше габариты и наоборот.

Расчет максимального тока через дроссель

Максимальный ток через дроссель I_{L_max} определяется из выражения:

При расчете конструкции дросселя ток насыщения надо выбирать с некоторым запасом в 20-25 % относительно рассчитанного значения.

Расчет среднеквадратичного значения тока через дроссель

Среднеквадратичное значение тока через дроссель определяется из выражения:

I_{OUT_max} – максимальное значения выходного тока;

ΔI_L – пульсация тока дросселя.

Полученные параметры являются входными данными для проектирования дросселя.

5. Расчет параметров выходного конденсатора фильтра C_out

Определение максимального напряжения V_{Cout_max}

Максимальное напряжение на выходном конденсаторе равно максимальной величине выходного напряжения V_{OUT_max} :

При выборе типа конденсатора его максимальное напряжение должно минимум на 20-25 % превышать рассчитанное значение для безопасной работы.

Расчет составляющих выходных пульсаций ΔV_OUT

Составляющая пульсаций ΔV_{Сout_disch} , обусловленная его зарядом-разрядом выбирается в пределах 10-50% от величины выходных пульсаций ΔV_OUT :

Отсюда вычисляется остающаяся на долю ESR величина пульсаций:

Расчёт емкости выходного конденсатора фильтра C_out

Рассчитываем минимальное значение емкости выходного конденсатора фильтра C_out :

q_ΔImax – коэффициент заполнения при котором пульсации тока максимальны (пульсации напряжения максимальны когда максимальны пульсации тока).

V_{IN_max} – максимальное входное напряжение;

L – индуктивность силового дросселя;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

ΔV_{Сout_disch} – величина пульсаций на конденсаторе обусловленная его зарядом-разрядом.

Расчет ESR выходного конденсатора

Максимальное значение ESR выходного конденсатора ESR_Cout рассчитывается по соотношению:

ΔI_L – пульсации тока выходного дросселя;

ΔV_{Сout_ESR} – пульсации напряжения на конденсаторе, обусловленные падением напряжения на его ESR.

6. Расчет параметров входного конденсатора C_in

Определение максимального напряжения V_{Cin_max}

Максимальное напряжение на входном конденсаторе равно максимальной величине входного напряжения V_{IN_max} :

При выборе типа конденсатора его максимальное напряжение должно минимум на 20-25 % превышать рассчитанное значение для безопасной работы.

Расчет составляющих выходных пульсаций ΔV_IN

Падение напряжения в результате разряда конденсатора ΔV_{Cin_disch} выбирается в пределах 1-2% от величины минимального входного напряжения V_{IN_min}:

Аналогично выбираем величину пульсаций на входном конденсаторе обусловленных его ESR ΔV_{Cin_ESR} — в пределах 1-2% от величины входного напряжения V_{IN_min}.

Расчет емкости входного конденсатора

Минимальное значение емкости входного конденсатора C_in рассчитывается по соотношению:

I_{L_max} – максимальный ток дросселя;

V_{IN_min} – минимальное входное напряжение стабилизатора;

L_PS – индуктивность цепи питания стабилизатора (индуктивность первичного источника);

ΔV_{Cin_disch} – падение напряжения вследствие разряда конденсатора.

Если значение индуктивности подводящих цепей неизвестно, то рекомендуемое значение емкости C_in для обычных лабораторных источников питания выбирают исходя из эмпирического положения «от 10 мкФ до 22 мкФ на ампер».

Расчет ESR входного конденсатора

Максимальное значение ESR входного конденсатора ESR_Cin рассчитывается по соотношению:

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока стабилизатора;

ΔI_L – пульсации тока дросселя;

ΔV_{Cin_ESR} – пульсации на конденсаторе обусловленные его ESR.

7. Расчет параметров ключевого транзистора VT

Расчет максимального обратного напряжения

Максимальное обратное напряжение V_{VT_max}, прикладываемое к транзистору равно максимальному значению входного напряжению стабилизатора V_{IN_max}:

В реальности максимальное напряжение должно на 20-25 % превышать рассчитанное значение (дать запас на выбросы напряжения на транзисторе, и обеспечить область его безопасной работы).

Расчет максимального тока

Максимальное значение тока, протекающего через ключевой транзистор I_{VT_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Согласно полученным значениям V_{VT_max} и I_{VT_max} выбираем, в первом приближении, конкретную модель ключевого транзистора. Согласно datasheet определяем сопротивление канала в открытом состоянии R_DS.

Расчет среднеквадратичного значения тока

Среднеквадратичное значение тока через транзистор I_{VT_rms} рассчитывается по соотношению (см. раздел «Резисторы»):

q_max – максимальное значение коэффициента заполнения;

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

ΔI_L – пульсации тока выходного дросселя.

Выбор типа транзистора

На основе полученных значений максимального напряжения V_{VT_max}, максимального I_{VT_max} и среднеквадратичного значения I_{VT_rms} токов, рабочей частоты и конструктивных требований осуществляется (в первом приближении) выбор конкретного типа используемого транзистора. В случае необходимости тип транзистора может быть изменен в процессе расчета. Для дальнейших расчетов потребуются конкретные численные значения параметров выбранного транзистора. Согласно datasheet определяем сопротивление канала в открытом состоянии R_DS.

Расчет рассеиваемой мощности

Рассеиваемая мощность P_{VT_stat} складывается из мощности статических потерь и динамических потерь:

Мощность статических потерь для MOSFET – транзисторов равна:

R_DS – сопротивление канала «сток-исток» открытого транзистора;

I_{VT_rms} – среднеквадратичное значение тока через транзистор.

Выделяемая в кристалле MOSFET транзистора мощность динамических потерь P_{VT_switch}рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

С_oss – выходная емкость транзистора, определяемая как сумма ёмкостей «затвор–сток» С_GD и «сток-исток» С_DS.

Выходная емкость MOSFET-транзистора транзистора С_oss, содержится в datasheet на выбранный тип транзистора. Времена спада и нарастания напряжения на транзисторе t_f и t_rможно рассчитать в соответствии с параметрами выходного каскада ШИМ-контроллера (см. раздел «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет») или использовать оценочные значения согласно datasheet-у транзистора.

Мощность статических потерь в случае использования в понижающем стабилизаторе для биполярных и IGBT – транзисторов равна:

q_max – максимальное значение коэффициента заполнения;

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

V_VT – прямое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер V_CE.

Выделяемая в кристалле IGBT транзистора мощность динамических потерь P_{VT_switch}рассчитывается по соотношению (см. пункт «Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT» раздела «Управление MOSFET и IGBT транзисторами. Схемотехнические решения. Расчет»):

E_ts – суммарная энергия переключения;

С_oes – выходная емкость транзистора.

Суммарная мощность тепловых потерь на транзисторе определяется как сумма мощностей статических и динамических потерь:

8. Расчет параметров диода VD

Расчет максимального обратного напряжения

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду V_{VD_max} равно максимальному входному напряжению стабилизатора V_{IN_max}:

Расчет максимального тока

Максимальное значение тока, протекающего через диод I_{VD_max} равно максимальному току через индуктивность I_{L_max}:

Выбор типа диода

На основе полученных данных максимального напряжения и тока, рабочей частоты и конструктивных требований осуществляется выбор конкретного типа диода. В случае необходимости тип диода может быть изменен в процессе расчета.

Расчет рассеиваемой мощности

Тепловая мощность, рассеиваемая на диоде рассчитывается по выражению:

q_min – минимальное значение коэффициента заполнения;

I_{OUT_max} – максимальное значение выходного тока;

V_VD – прямое падение напряжения на диоде (для кремниевых диодов типовым значением является 1,2 В, для диодов Шоттки — 0,8 В).

9. Расчет конструкции силового дросселя понижающего стабилизатора напряжения

Расчет конструкции силового дросселя стабилизатора напряжения осуществляется согласно алгоритму, описанному в пункте «Последовательность расчета силового дросселя» раздела «Индуктивности» с учетом конкретных рекомендаций для проектирования дросселя понижающего стабилизатора напряжения, представленных в пункте «Силовые дроссели понижающего, повышающего и инвертирующего стабилизаторов» раздела «Индуктивности».

Входными данными для проектирования являются:

— L – индуктивность дросселя;

— I_{L_max} – максимальный ток дросселя (величина берется с запасом на 25-30 % относительно полученной);

— I_{L_rms} – среднеквадратичное значение тока дросселя (величина берется с запасом на 25-30 % относительно полученной);

— рабочая частота f.

Выходными данными являются:

— R_L – сопротивление обмотки дросселя.

10. Коррекция коэффициента заполнения q c учетом параметров реальной схемы. Уточнение параметров схемы стабилизатора

Данный шаг алгоритма расчета в принципе не является обязательным. Но, тем не менее, во избежание «сюрпризов», его лучше выполнить.

После выполнения шагов 1-9 последовательности расчета становятся известными реальные параметры элементов схемы:

L – индуктивность дросселя;

R_L – сопротивление обмотки дросселя;

I_{L_max} – максимальный ток дросселя;

V_VD – падение напряжения на диоде.

Расчет падения напряжения на транзисторе

Падение напряжения на ключевом транзисторе V_VT определяется следующим образом:

— для MOSFET – транзисторов:

— для IGBT – транзисторов:

здесь V_CE – прямое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер V_CE.

Расчет корректированного значения коэффициента q*

— В случае если входное и выходное напряжения фиксированы, то значение скорректированного коэффициента заполнения q* рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_IN — номинальное входное напряжение;

q * – скорректированный коэффициент заполнения.

— В случае если входное напряжение изменяется, а выходное напряжение фиксировано (самый распространенный случай), то максимальное и минимальное значение скорректированного коэффициента заполнения q* рассчитывается по соотношению:

V_OUT — номинальное выходное напряжение;

V_{IN_max} , V_{IN_min} — – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max * , q_min * – максимальное и минимальное значение скорректированного коэффициента заполнения соответственно.

— В случае если входное и выходное напряжение изменяется, (самый сложный случай), то значение скорректированного коэффициента заполнения q * рассчитывается по соотношению:

V_{OUT_max} , V_{OUT_min} – максимальное и минимальное значение выходного напряжения соответственно;

V_{IN_max} , V_{IN_min} – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

q_max * , q_min * – максимальное и минимальное значение скорректированного коэффициента заполнения соответственно.

В ряде случаев полученное значение скорректированного коэффициента заполнения q_max * будет превышать единицу. В этом случае q_max * принимается равной единице и констатируется невозможность обеспечения заданного значения максимального выходного напряжения стабилизатора (при минимальном значении выходного напряжения). Максимальное значение выходного напряжения стабилизатора в этом случае ограничивается на уровне:

Определение корректированного коэффициента заполнения q_ΔImax * при котором пульсации тока дросселя максимальны

Далее определяем с учетом коррекции коэффициент заполнения q_ΔImax * при котором пульсации тока дросселя максимальны. Пульсации тока дросселя будут максимальны, если внутри диапазона [q_{_max} * — q_{_min} * ] расположено значение 0,5, при этом:

В случае, если диапазон [q_max * — q_min * ] лежит слева или справа от значения 0,5 то используется максимально близкое к этой величине значение.

Расчет величины пульсаций тока дросселя ∆I_L * с учетом коррекции

Рассчитывается величина пульсаций с учетом коррекции на реальные параметры стабилизатора:

Определение необходимости пересчета, и случае необходимости, пересчет индуктивности дросселя и емкости выходного конденсатора фильтра

Далее принимается решение о необходимости пересчета:

— В случае если коррекция, учитывающая реальные параметры стабилизатора не существенно влияет на величину тока пульсаций ∆I_L (то есть не превышает их на величину более 10-20 %):

то имеет смысл оставить все как есть и считать, что расчет закончен.

— В случае если величина ∆I_L изменяется существенно:

то необходим пересчёт следующих параметров стабилизатора:

— индуктивность дросселя L;

— емкость выходного конденсатора фильтра C_out .

Величина индуктивности дросселя L пересчитывается в соответствии с формулой:

q_ΔImax * – скорректированный коэффициент заполнения при котором пульсации тока максимальны;

V_{IN_max} , V_{IN_min} – максимальное и минимальное значение входного напряжения соответственно;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

ΔI_L — пульсации тока дросселя, определенные ранее из условия:

Изменение индуктивности приведет к необходимости пересчета конструкции дросселя и следующей итерация коррекции коэффициента заполнения.

Емкость выходного конденсатора фильтра C_out (минимальное значение) пересчитывается в соответствии с формулой:

q_ΔImax – коэффициент заполнения при котором пульсации тока максимальны (пульсации напряжения максимальны когда максимальны пульсации тока).

V_{IN_max} – максимальное входное напряжение;

L – индуктивность силового дросселя;

f – рабочая частота импульсного стабилизатора;

q_ΔImax – коэффициент заполнения при котором пульсации тока максимальны;

ΔV_{Сout_disch} – величина пульсаций на конденсаторе обусловленная его зарядом-разрядом. Величина пульсаций ΔV_{Сout_disch} выбирается в пределах 10-50% от величины выходных пульсаций ΔV_OUT как указано ранее.

Импульсный стабилизатор напряжения

Преобразование напряжения необходимо для того, чтобы реализовать возможность работы различных устройств от сети переменного тока. Кроме того, питание электронных схем разными величинами напряжения вынуждает выполнять не только превращение переменного электричества в постоянное, но и повышение или понижение разности потенциалов до нужных параметров.

Основы импульсного преобразования

Работа подобных устройств, их ещё называют импульсными стабилизаторами (ИС), основана на ключевой стабилизации. В схеме имеется элемент, который выполняет регулировку выходных параметров за счёт своего запирания-отпирания.

В обычную трансформаторную схему входит трансформатор низкой частоты, имеющий первичную и вторичную обмотку. Импульсное преобразование тоже подразумевает наличие трансформатора, но уже высокочастотного.

Внимание! Высокочастотные импульсные трансформаторы обладают меньшими габаритами, дешевле, но их мощность выше.

Импульсные преобразователи напряжения (ИПН) допускают использование схем трёх типов:

• повышающей;
• понижающей;
• инверторной.

ИПН обладают высоким КПД и малыми габаритами. Они включают в свой состав следующие элементы:

• блок питания (источник питания);
• ключ – элемент коммутации;
• накопитель энергии индуктивной природы – дроссель, катушка;
• диод блокировки;
• фильтр выходного напряжения – конденсатор большой емкости.

Фильтр обычно включается параллельно нагрузке.

Принцип работы

Импульсный стабилизатор напряжения использует принцип сравнения опорного напряжения с напряжением на выходе. Схема позволяет регулировать длительность открытия ключа. Входное напряжение от источника питания (ИП) пропускается ключом по сигналу управления заданными частями (импульсами) с учётом того, что средний потенциал (пониженный или повышенный) был стабильным.

Сравнение с линейным стабилизатором

Чтобы сравнить два принципа преобразования, нужно вспомнить, что линейные стабилизаторы (ЛС) – это обычно делитель напряжения. У него нестабильный потенциал подаётся на вход делителя, а стабильный – снимается со второго плеча (нижнего). Принцип стабилизации заключается в постоянном изменении сопротивления верхнего плеча схемы таким образом, чтобы на нижнем оно оставалось стабильным.

К сведению. Когда отношение Uвх/Uвых велико, то КПД линейного стабилизатора очень низкий. Это связано с потерями энергии на регулирующем резисторе. Он греется, оттого часть мощности на входе теряется.

У таких сборок есть свои плюсы, а именно: простота схемы, минимум элементов и неимение помех. По сравнению с линейными, импульсные стабилизаторы (ИС) сложнее, но работают стабильнее при правильно подобранной схеме.

В ИС могут возникать автоколебания, которые приводят к частичной неработоспособности или полному выходу преобразователя из строя. Это происходит в случае, когда импеданс источника Uвх превысит значение импеданса ИС, тогда при снижении Uвх повышается ток на входе.

Функциональные схемы по типу цепи управления

По виду управляющей цепи можно выделить несколько рабочих схем, включающих в себя:

• триггер Шмитта;
• ШИМ – широтно-импульсную модуляцию;
• ЧИМ – частотно-импульсную модуляцию.

Важно! Импульсные стабилизаторы – это устройство с автоматическим регулированием, ориентирующееся на опорное напряжение, которое служит эталонным параметром для схемы регулирования.

С триггером Шмитта

При таком построении схемы стабилизации верхний и нижний пороги срабатывания триггера сравниваются с Uвх. Для этой цели используется компаратор – устройство сравнения. Ключ размыкается в момент, когда выходное напряжение сравняется с напряжением срабатывания триггера (Umax). Энергия, накопившаяся за это время, выдаётся на нагрузку, и Uвых после этого спадает. Как только её величина достигнет Umin (нижнего порога), триггер переключается, замыкая ключ.

Такой способ называется стабилизацией с двухпозиционной регулировкой или релейной. Схемы с триггером Шмитта имеют на выходе устройства напряжения с величиной пульсации, обусловленной разностью порогов срабатывания. Эту пульсацию практически устранить невозможно.

В ИС с триггером Шмитта частотное преобразование зависит от Uвх и Iн (тока нагрузки) и является переменным.

С широтно-импульсной модуляцией

На выходе таких схем получают Uср (среднее), на которое влияют скважность импульсов и Uвх. Операционный усилитель (ОУ) представляет собой схему сравнения Uвых и Uоп (опорного) путём вычитания и последующего усиления. Результат поступает на модулятор, который подстраивает свои параметры в зависимости от этого результата.

Модулятор изменяет (в сторону увеличения) отношение времени, при котором ключ открыт, к периоду тактового импульса генератора, если Uвых < Uоп.

Схема добивается такого управления ключом, чтобы разность между Uвых и Uоп сводилась к минимуму, когда происходит изменение Uвх или ток через нагрузку (Iн).

Внимание! В ИС с ШИМ частотное преобразование не имеет зависимости от Uвх и Iн.

С частотно-импульсной модуляцией

Подобные сборки отличаются тем, что скважность импульсов (частота) напрямую зависит от понижения Uвх или увеличения Iн. При этом длительность отпирающего ключ импульса неизменна. Частота подачи импульсов подчинена сигналу разности Uвых и Uоп. Моностабильный мультивибратор, имеющий управляемую запускающую частоту, может смело справиться с подачей команд на ключ.

Основные схемы силовой части

В зависимости от назначения ИС, можно выделить три базовых модели его построения:

• понижающая;
• повышающая;
• инвертирующая.

Независимо от конструктивного исполнения и назначения ИС, устройствами, использующимися в роли ключа, могут быть:

• тиристор;
• транзистор (биполярный или полевой).

Основная задача подобного элемента – отрываться или закрываться по команде, поступающей на управляющий электрод.

Преобразователь с понижением напряжения

Обычно уменьшить величину напряжения необходимо чаще, потому такие ИС более востребованы.

У понижающего стабилизатора напряжения, приведённого на схеме, ключ на полевом транзисторе VT1 откроется при подаче на него управляющего напряжения. Ток от плюсовой клеммы будет поступать на нагрузку через сглаживающий дроссель L1. Включенный параллельно в цепь диод VD1 в данный момент не пропускает ток. После размыкания ключа цепь тока следующая: дроссель L1 – нагрузка – общий провод – диод VD1 – дроссель L1. При этом ток, проходящий через дроссель, не прекратится мгновенно, а будет постепенно уменьшаться.

Важно! У дросселей, имеющих большую индуктивность, он не становится равным нулю до начала следующего открытия ключа. Установка таких элементов нецелесообразна из-за увеличения габаритов и стоимости.

Конденсатор C1 в это время будет разряжаться на нагрузку и поддерживать U вых. Емкость C вместе с индуктивностью L образует фильтр, снижающий размах пульсаций.

Преобразователь с повышением напряжения

В отличие от понижения Uвх, этот тип схем используют для питания цепей нагрузки, которым для работы необходимо напряжение выше, чем у источника.

Компоненты схемы те же самые, но включены иначе. При открытом транзисторе диод закрыт, и на дросселе линейно нарастает ток. При запирании ключа ток начинает двигаться по цепи: плюсовая клемма – дроссель L1 – диод VD1 – нагрузка – минусовая клемма. Конденсатор C1 в это время будет заряжаться. Он будет поддерживать ток на нагрузке во время своего разряда на неё при следующем открытии ключа.

Инвертирующий преобразователь

Подобная сборка также не имеет гальванической развязки между входным и выходным каскадами. В ней совсем иное включение дросселя, конденсатора и нагрузки. Они расположены параллельно.

При открытом ключе VT1 ток протекает по цепи: плюсовая клемма – транзистор – дроссель – минусовая клемма. Дроссель накапливает энергию при содействии магнитного поля. Когда транзистор закрывается, то цепь прохождения тока меняется: дроссель – конденсатор C1 – диод VD1 – дроссель. Энергия дросселя и энергия конденсатора будут полностью отдаваться нагрузке. Амплитуда пульсации целиком зависит от ёмкости C1. В этот момент напряжение на нагрузке не меняется, несмотря на то, что ток через С1 спадает почти до нуля.

Кстати. Выходное напряжение у инвертирующих ИС может отличаться от напряжения источника питания, как в большую, так и в меньшую сторону.

Влияние диода на КПД

Включенный в электрическую цепь диод вызывает на себе падение напряжения от 0,4 до 0,7 В. При токе от нескольких ампер и низком Uвых на элементе происходит потеря мощности, что приводит к снижению КПД. Применяют альтернативный вариант – замену диода на полевой транзистор. Подбирают такой, чтобы в открытом состоянии падение напряжения на нём было минимальным.

Внимание! Можно в схемах вместо диода поставить ещё один ключ, который будет работать в противофазе с основным.

Гальваническая развязка

Чтобы обезопасить человека при эксплуатации ИС, применяют гальваническую развязку. Для этого включают в схему разделительный трансформатор или дроссель с дополнительной обмоткой. На рабочих частотах 20 кГц – 1 МГц они не столь габаритны, как трансформаторы для частоты переменного тока 50 Гц. В управляющих цепях для развязки устанавливают оптроны (оптопары).

Особенности использования

Импульсные стабилизаторы могут использоваться как драйверы для светодиодов и led-ламп. Кроме того, их применяют в различных устройствах, таких как:

• блоки питания ЖК телеприёмников;
• оборудование навигации;
• источники питания для компьютеров и устройств цифровых систем.

Импульсные стабилизаторы используют для зарядных устройств и преобразования переменного тока в постоянное электричество.

Фильтрация импульсных помех

Сильные помехи, издаваемые импульсным стабилизатором напряжения (ИСН) в моменты коммутации ключа (броски тока и напряжения), необходимо подавлять. Для этого требуется применять фильтры и размещать их на входе и выходе.

Входное сопротивление

У ИСН, работающих под нагрузкой, при увеличении Uвх уменьшается ток на входе (Iвх). Это значит его входное сопротивление отрицательно дифференциальное. При подключении ИСН к источникам, у которых внутреннее сопротивление велико, возможна нестабильная работа.

Использование в сетях переменного тока

Для подключения к источнику переменного тока перед ИСН устанавливают выпрямитель и фильтр. Эта зона, где возникает опасность поражения человека током. Элементы, входящие в эту зону, должны быть закрыты от прикосновения или отмечены маркером (графическое и цветовое предупреждение).

Преимущества и недостатки

Все плюсы и минусы для импульсных стабилизаторов можно свести в одну таблицу.

Преимущества ОС-регулирования

Обратная связь при регулировании напряжения в ИС является важной опцией для импульсных стабилизаторов. Она позволяет поддерживать на выходе устройства напряжение стабильной величины, чутко следя за бросками напряжения и тока. В ИСН применяется широкополосная ОС (чем шире интервал частот, тем меньше уровень пульсации в результате).

Доступность на рынке радиодеталей комплектующих для построения ИСН даёт возможность собрать своими руками любую из схем импульсных стабилизаторов. Использование в них готовых стабилизаторов на интегральных микросхемах (ИМС) и ключей на полевых транзисторах делает устройство максимально компактным.