Как правильно подключать igbt и mosfet транзисторы

Управление затвором MOSFET и IGBT, затворный резистор, шунтирующий конденсатор, защита затвора

Проектируя силовую часть импульсного преобразователя или подобного устройства, где в качестве силового ключа будет выступать мощный IGBT или MOSFET транзистор, важно правильно рассчитать цепь управления затвором, особенно если речь идет об управлении полупроводниковым ключом на высокой скорости, характерной для рабочих частот от сотен килогерц до 1 МГц.

Давайте рассмотрим методику такого расчета, а для примера возьмем не утрачивающий популярности на протяжении без малого 20 лет полевой транзистор IRFP460, обладающий, как известно, довольно «тяжелым» затвором.

Допустим, нам он нужен в качестве ключа нижнего уровня (с управлением от уровня земли), который будет управляться при помощи специализированного драйвера UCC37322, так же довольно известного и по сей день востребованного по своему прямому назначению. А напряжение управления затвором примем равным 12 вольт.

Пример расчета для рабочей частоты 1 МГц

Пусть рабочая частота проектируемого устройства составляет ровно 1 МГц, а управляющие импульсы имеют скважность 2 (коэффициент заполнения DC = 0.5). Теоретически это значит, что и рабочая длительность импульса, то есть продолжительность состояния когда ключ полностью открыт, должна на каждом цикле его работы составлять 500 нс.

Но на практике это время будет меньше, поскольку передний и задний фронты будут иметь не нулевую, а конечную длительность, обычно не более 100 нс. Это значит, что ключ будет полностью открыт в самом худшем случае на протяжении 300 нс, и здесь стоит задуматься над тем, а не уменьшить ли скважность… до 1,43, то есть может быть имеет смысл задать управляющим импульсам DC = 0,7. Однако это гипотетически худший вариант, так что на него пока опираться не станем.

На деле длительность фронтов непосредственно на затворе будет определяться возможностями драйвера и реальной емкостью затвора силового транзистора. Из документации на классический транзистор IRFP460 нам известна зависимость полного заряда, подаваемого на его затвор, от напряжения на затворе относительно истока.

Мы видим, что при 12 вольтах на затворе полный его электрический заряд находится в районе 160 нКл. Но здесь же понятно, что заряд этот накапливается емкостью затвора нелинейно, так как в районе 4-5 вольт находится так называемое плато Миллера, где на емкость затвора начинает действовать еще и емкость сток-затвор. Поэтому в самом начале общая емкость затвора минимальна и заряд накапливается затвором с наибольшей скоростью, затем заряжается динамическая емкость Миллера, и после этого заряд затвора нарастает опять линейно, но медленнее чем в самом начале.

Затворный резистор и реальный фронт при открытии

Итого, ток в процессе заряда затвора нарастает далеко не по экспоненте, значит имеет смысл просто ограничить этот ток сверху предельным значением для драйвера UCC37322 при помощи затворного резистора. Поскольку для данного драйвера максимальный пиковый ток по документации составляет 9 ампер, то при 12 вольтах питающего напряжения минимальное значение затворного резистора по Закону Ома получается 1,333 Ом. Принимаем стандартное 1,5 Ом.

Из документации на полевик IRFP460 известно, что при 7,5 вольтах между затвором и истоком, данный транзистор уже точно полностью открыт. Посчитаем усредненную емкость затвора, разделив заряд затвора при 7,5 вольтах на нем, на эти самые 7,5 вольт. Получим 110 нКл/7,5 = 14,5 нФ.

Эту емкость можно принять для оценки временных характеристик в переходном процессе заряда затвора от 12 вольтного драйвера через принятый нами затворный резистор номиналом 1,5 Ом. 7,5 вольт — это практически 63% от 12. Получается произведение R*C – есть как раз время фронта в процессе открытия нашего полевика — 22 нс. Неплохо. Резистор на 1,5 Ом в качестве затворного подходит.

Теперь выясним мощность необходимого затворного резистора. На данном резисторе при открытии и при закрытии транзистора будет рассеиваться энергия, равная энергии, накапливаемой в конденсаторе, образованным емкостью затвор — исток. То есть 14,5 нФ при 12 вольтах. Это CU 2 /2 = 1,044 мкДж при заряде затвора и столько же при его разряде, и так 1000000 раз в секунду (т. к. рабочая частота у нас по условию 1 МГц). Итого 2 Вт.

Выбираем резистор 1,5 Ом на 2 Вт в качестве затворного. Можно взять 2 штуки по 3 Ома в параллель, чтобы не сильно грелись. Кстати, из данного расчета получается, что и мощность, расходуемая на управление полевиком составит 2 Вт.

Шунтирующий конденсатор драйвера

Теперь нужно определиться с шунтирующим конденсатором. Данный конденсатор необходим для быстрой отдачи заряда через драйвер — на затвор полевика. Если в качестве такового использовать электролитический конденсатор большой емкости, то он создаст для импульсов тока столь высокой частоты малое сопротивление, через него будет течь слишком большой импульсный ток, что недопустимо для электролита. Поэтому параллельно электролиту всегда ставят пленочный конденсатор небольшой емкости. Он сможет легко и быстро отдавать заряд, перезаряжаться, при этом не будет перегреваться.

Допустим, колебание напряжения на этом конденсаторе не должно составлять более 1% от напряжения питания драйвера 12 В. То есть должно выполняться условие U1-U2 <= 0,12 В. Мощность потребляемая драйвером 2 Вт, значит средний ток 0,166 А. Но пиковый ток составит 9 А. Среднее значение тока 4,5 А в течение 3*RC, то есть изменение напряжения на конденсаторе при 4,5 А за 66 нс должно быть не более 0,12 В.

Известно, что I = C*(U1-U2)/t. Значит C = It/(U1-U2). U1-U2 = 0,12 В, t = 66 нс, I = 4,5 А. Отсюда находим что Сmin = 2,5 мкф. Примем емкость пленочного шунтирующего конденсатора равной 3 мкф. Параллельно ему уже можно поставить танталовый или обычный электролитический на значительно большую емкость, чтобы драйверу было комфортнее работать.

Защита затвора полевика и выходного каскада драйвера диодами Шоттки

При высоких рабочих частотах неизбежны емкостные наводки на затвор. Поэтому затвор, а также выход драйвера стоит защитить диодами Шоттки на предельное напряжение большее удвоенного напряжения питания драйвера.

Например 1N5822 – на максимальное обратное напряжение 40 вольт и ток 3А. Если напряжение на затворе в кокой-то момент превысит напряжение питания, заряд просто перетечет в шунтирующий конденсатор. В данных условиях напряжение на затворе не превысит выбранных для нашей схемы 12 вольт.

Надеюсь, что эта статья была для вас полезной. Смотрите также другие статьи в категории Электрическая энергия в быту и на производстве » Практическая электроника

Подписывайтесь на канал в Telegram про электронику для профессионалов и любителей: Практическая электроника на каждый день

Управление силовыми ключами MOSFET и IGBT

В настоящее время в качестве силовых ключей большой и средней мощности применяются в основном MOSFET и IGBT транзисторы. Если рассматривать эти транзисторы как нагрузку для схемы их управления, то они представляют собой конденсаторы с ёмкостью в тысячи пикофарад. Для открытия транзистора, эту ёмкость необходимо зарядить, а при закрывании – разрядить, и как можно быстрее. Сделать это нужно не только для того, чтобы ваш транзистор успевал работать на высоких частотах. Чем выше напряжение на затворе транзистора, тем меньше сопротивления канала у MOSFET или меньше напряжение насыщения коллектор-эмиттер у IGBT транзисторов.

Пороговое значение напряжения открытия транзисторов обычно составляет 2 – 4 вольта, а максимальное при котором транзистор полностью открыт 10-15 вольт. Поэтому следует подавать напряжение 10-15 вольт. Но даже в таком случае ёмкость затвора заряжается не сразу и какое-то время транзистор работает на нелинейном участке своей характеристики с большим сопротивлением канала, что приводит к большому падению напряжения на транзисторе и его чрезмерному нагреву. Это так называемое проявление эффекта Миллера.

Для того чтобы ёмкость затвора быстро зарядилась и транзистор открылся, необходимо чтобы ваша схема управления могла обеспечить как можно больший ток заряда транзистора. Ёмкость затвора транзистора можно узнать из паспортных данных на изделие и при расчете следует принять Свх = Сiss.

Для примера возьмём MOSFET – транзистор IRF740. Он обладает следующими интересующими нас характеристиками:

Время открытия (Rise Time — Tr) = 27 (нс)

Время закрытия (Fall Time — Tf) = 24 (нс)

Входная ёмкость (Input Capacitance — Сiss) = 1400 (пФ)

Максимальный ток открытия транзистора рассчитаем как:

Максимальный ток закрытия транзистора определим по тому же принципу:

Так как, обычно мы используем для питания схемы управления 12 вольт, то токоограничивающий резистор определим используя закон Ома.

То есть, резистор Rg=20 Ом, согласно стандартному ряду Е24.

Заметьте, что управлять таким транзистором напрямую от контроллера не получится, введу того, что максимальное напряжение, которое может обеспечить контроллер, будет в пределах 5 вольт, а максимальный ток в пределах 50 мА. Выход контроллера будет перегружен, а на транзисторе будет проявляться эффект Миллера, и ваша схема очень быстро выйдет из строя, так как кто-то, или контроллер, или транзистор, перегреются раньше.

Поэтому необходимо правильно подобрать драйвер.
Драйвер представляет собой усилитель мощности импульсов и предназначен для управления силовыми ключами. Драйверы бывают верхнего и нижнего ключей в отдельности, либо объединенные в один корпус в драйвер верхнего и нижнего ключа, например, такие как IR2110 или IR2113.
Исходя из информации изложенной выше, нам необходимо подобрать драйвер, способный поддерживать ток затвора транзистора Ig = 622 мА.
Таким образом, нам подойдёт драйвер IR2011 способный поддерживать ток затвора Ig = 1000 мА.

Так же необходимо учесть максимальное напряжение нагрузки, которое будут коммутировать ключи. В данном случае оно равно 200 вольт.
Следующим, очень важным параметром является скорость запирания. Это позволяет устранить протекание сквозных токов в двухтактных схемах, изображенной на рисунке ниже, вызывающие потери и перегрев.

Если вы внимательно читали начало статьи, то по паспортным данным транзистора видно, что время закрытия должно быть меньше времени открытия и соответственно ток запирания выше тока открытия If>Ir. Обеспечить больший ток закрытия, можно уменьшив сопротивление Rg, но тогда также увеличится и ток открытия, это повлияет на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

В таком случае воспользуемся замечательным свойством полупроводников, пропускать ток в одном направлении, и установим в цепи затвора диод, который будет пропускать ток запирания транзистора If.

Таким образом, отпирающий ток Ir будет протекать через резистор R1, а запирающий ток If — через диод VD1, а так как сопротивление p – n перехода диода намного меньше, чем сопротивление резистора R1, то и If>Ir. Для того чтобы ток запирания не превышал своего значения, последовательно с диодом включим резистор, сопротивление которого определим пренебрегая сопротивлением диода в открытом состоянии.

Возьмем ближайший меньший из стандартного ряда Е24 R2=16 Ом.

Теперь рассмотрим, что же обозначает название драйвера верхнего и драйвера нижнего ключа.
Известно, что MOSFET и IGBT транзисторы управляются напряжением, а именно напряжением заствор-исток (Gate-Source) Ugs.
Что же такое верхний и нижний ключ? На рисунке ниже приведена схема полумоста.

Данная схема содержит верхний и нижний ключи, VT1 и VT2 соответственно. Верхний ключ VT1 подключен стоком к плюсу питания Vcc, а истоком к нагрузке и должен открываться напряжением приложенным относительно истока. Нижний же ключ, стоком подключается к нагрузке, а истоком к минусу питания (земле), и должен открываться напряжением, приложенным относительно земли.

И если с нижним ключом все предельно ясно, подал на него 12 вольт – он открылся, подал на него 0 вольт — он закрылся, то для верхнего ключа нужна специальная схема, которая будет открывать его относительно напряжения на истоке транзистора. Такая схема уже реализована внутри драйвера. Все что нам нужно, это добавить к драйверу бустрептную ёмкость С2, которая будет заряжаться напряжением питания драйвера, но относительно истока транзистора, как это изображено на рисунке ниже. Именно этим напряжением и будет отпираться верхний ключ.

Данная схема вполне работоспособна, но использование бустрептной ёмкости позволяет ей работать в узких диапазонах. Эта ёмкость заряжается, когда открыт нижний транзистор и не может быть слишком большой, если схема должна работать на высоких частотах, и так же не может быть слишком маленькой при работе на низких частотах. То есть при таком исполнении мы не можем держать верхний ключ бесконечно открытым, он закроется сразу после того как разрядится конденсатор С2, если же использовать ёмкость побольше, то она может не успеть перезарядится к следующему периоду работы транзистора.
Мы не раз сталкивались с данной проблемой и очень часто приходилось экспериментировать с подбором бустрептной ёмкости при изменении частоты коммутации или алгоритма работы схемы. Проблему решили со временем и очень просто, самым надежным и «почти» дешевым способом. Изучая Technical Reference к DMC1500, нас заинтересовало назначение разъёма Р8.

Почитав внимательно мануал и хорошо разобравшись в схеме всего привода, оказалось, что это разъём для подключения отдельного, гальванически развязанного питания. Минус источника питания мы подключаем к истоку верхнего ключа, а плюс ко входу драйвера Vb и плюсовой ножке бустрептной ёмкости. Таким образом, конденсатор постоянно заряжается, за счет чего появляется возможность держать верхний ключ открытым на столько долго, на сколько это необходимо, не зависимо от состояния нижнего ключа. Данное дополнение схемы позволяетреализовать любой алгоритм коммутации ключей.
В качестве источника питания для заряда бустрептной ёмкости можно использовать как обычный трансформатор с выпрямителем и фильтром, так и DC-DC конвертер.

Русские Блоги

Подробное объяснение структуры и принципа работы MOSFET и IGBT

Из энциклопедии Baidu

Сначала узнайте о MOSFET

На рисунке 1 показан типичный планарный N-канальный расширенный NMOSFET.Вид в разрезе. Он использует кусок кремния P-типаполупроводникиСделатьСубстрат, Распределите на его поверхности две области N-типа, а затем накройте ее слоемКремнезем(SiO2) изолирующий слой, и, наконец, два отверстия сделаны травлением над зоной N, и три электрода сделаны на изолирующем слое и в двух отверстиях путем металлизации: G (Сетка), S (исток) и D (сток), как показано на рисунке.

фигура 1

Из рисунка 1 видно, что затвор G изолирован от стока D и истока S, а между D и S есть два PN перехода. В нормальных условиях подложка и источник соединены между собой внутри, что эквивалентно PN-переходу между D и S.

Исходная ссылка:http://www.elecfans.com/d/708877.html

Изучите основы MOSFET в одной статье

что такоеMOSFETПервоначальная цель MOSFET: MOS (Metal Oxide Semiconductor), FET (Полевой транзистор).Транзистор), то есть затвор металлического слоя (M) вставлен оксидным слоем (O), чтобы использовать влияние электрического поля для управления полупроводниковым (S) полевым транзистором.

Внутренняя структура силового MOSFET иЭлектрические символыКак показано на рисунке, его можно разделить на тип NPN и тип PNP. Тип NPN обычно называется типом канала N, а тип PNP обычно называется типом канала P. Как видно из рисунка 1, для N-канального типаПолевой транзисторИсток и сток подключены к полупроводнику N-типа, а для полевого транзистора P-канала исток и сток подключены к полупроводнику P-типа. Мы знаем в целом Триод Выходной ток контролируется входным током . но Для полевой трубки выходной ток регулируется входным напряжением (или напряжением поля). Можно считать, что входной ток очень мал или входной ток отсутствует, что делает устройство высоким входным импедансом, и это также причина, по которой мы называем его полевой трубкой.

Личное понимание:

P означает положительный, что означает много положительных зарядов, а N означает отрицательный, что означает, что существует много отрицательных зарядов.

Следовательно, для PN-перехода подключите полюс P к положительному напряжению, а полюс N — к отрицательному. В это время на положительный заряд действуют две силы: отталкивание положительного напряжения и притяжение отрицательного напряжения. То же самое и с отрицательными зарядами, поэтому PN-переход включен. В противном случае это не ведет.

Принцип работы силового MOSFET

• Отсечка: между стоком и истоком добавляется положительный источник питания, а напряжение между затвором и истоком равно нулю. Образуется между основной областью P и областью дрейфа N.PN переходJ1 имеет обратное смещение, и между стоком и истоком ток не течет.
• Проводимость: приложите положительное напряжение UGS между затвором и истоком, затвор изолирован, поэтому ток затвора не будет течь. Но положительное напряжение затвора оттолкнет дырки в P-области под ним, а неосновные электроны в P-области будут притягиваться к поверхности P-области под затвором. Когда UGS больше, чем UT (напряжение включения илиПороговое напряжение), концентрация электронов на поверхности P-области под затвором будет превышать концентрацию дырок, в результате чего полупроводник P-типа инвертируется в N-тип, чтобы стать инверсионным слоем. Этот инверсионный слой формирует канал N и заставляет PN-переход J1 исчезать, а сток Проводящий с источником.

Личное понимание:

Как включается NPN MOSFET?

Сначала приложите к затвору положительное напряжение, которое оттолкнет положительный заряд в нижней части кремния типа [chèn] -P и в то же время притянет отрицательный заряд, так что между стоком и истоком образуется область отрицательного заряда. Добавьте положительное напряжение к стоку и отрицательное к истоку. Который может выдержать двойное искушение. Следовательно, отрицательный заряд истока будет непрерывно уходить в сток под крышкой затвора.

Электроны сначала стартуют от истока, поэтому они называются истоком; в то время как электроны, попадающие в сток, не задерживаются стоком и все утекают, поэтому они называются стоком.

Что касается того, как определить, является ли символ схемы MOSFET N-каналом или P-каналом. Знак канала — это знак канала в подложке. Стрелка в символе цепи указывает на поток электронов. Можно видеть, что стрелка в символе N-канальной схемы указывает на затвор, а скопление отрицательных электронов под подложкой представляет собой слой отрицательных электронов.С точки зрения стока и истока электрон проходит через исток. Желоб под слив, поэтому этот желоб называетсяnegativeКанал, упоминаемыйКанал N。

Во всех полупроводниковых компонентах значение стрелки указываетНаправление p-n перехода. Стрелка с символом трубки MOS указывает на проблему? — Ответ Дадао — Жиху https://www.zhihu.com/question/27955221/answer/38939126

Хотя отрицательный заряд в подложке хочет быть помещен в плечи затвора, под затвором находится изолирующий слой из диоксида кремния (SiO2), поэтому электроны могут накапливаться только на другой стороне изолирующего слоя. Не то. Нетрудно понять, почему полевые МОП-транзисторы управляются напряжением и почему полевые МОП-транзисторы имеют высокий входной импеданс.

Что касается использования высокого входного сопротивления? Представьте себе схему, в которой батарея V подключена последовательно с резистором R1 и резистором R2. В это время резистор R3 подключен параллельно с обеих сторон резистора R2. Тогда напряжение на обоих концах резистора 2 упадет из-за параллельного подключения R3, но если R3 слишком велик Стремитесь к бесконечности! В это время на напряжение R2 не будет влиять параллельное соединение, и легче проанализировать исходныйV/(R1+R2)

Основные характеристики статических характеристик силового MOSFET:

Его передаточные и выходные характеристики показаны на рисунке 2.

Связь между ID тока стока и напряжением UGS между затвором и истоком называется передаточной характеристикой полевого МОП-транзистора. Когда ID большой, связь между ID и UGS приблизительно линейна, а наклон кривой определяется как крутизна Gfs.

Вольт-амперные характеристики стока полевого МОП-транзистора (выходные характеристики): область отсечки (соответствующая области отсечки GTR); насыщенная область (соответствующая области усиления GTR); ненасыщенная область (соответствующая области насыщения GTR). Силовой полевой МОП-транзистор работает в режиме переключения, то есть переключается между областью отсечки и областью ненасыщенности. Паразитный между стоком и источником питания MOSFETдиод, Устройство включается при приложении обратного напряжения между стоком и истоком. О состоянии питания MOSFETсопротивлениеОн имеет положительный температурный коэффициент, что способствует разделению тока при параллельном подключении устройств. Динамические характеристики:

Его тестСхемаФорма сигнала процесса переключения показана на рисунке 3.

td (on) время задержки включения время задержки включения — это время от момента, когда напряжение затвор-исток повышается до 10% напряжения управления затвором, до момента, когда ток утечки повышается до 10% от заданного тока.

tr Время нарастания — это время, за которое ток стока увеличивается с 10% до 90%. Установившееся значение iD определяется напряжением источника питания стока UE и сопротивлением нагрузки стока. Размер UGSP связан с установившимся значением iD. После того, как UGS достигнет UGSP, он будет продолжать расти под действием up до тех пор, пока не достигнет установившегося состояния, но iD не изменился.

Время включения — сумма времени задержки включения и времени нарастания.

td (off) Время задержки выключения. Время задержки выключения — это время от момента, когда напряжение затвор-исток падает до 90% напряжения управления затвором, до момента, когда ток утечки падает до 90% от заданного тока. Это показывает задержку перед подачей тока на нагрузку. tf fall time-fall time — время, за которое ток стока упадет с 90% до 10%. Время выключения toff — сумма времени задержки выключения и времени спада.

Поймите несколько часто используемых параметров MOSFET, VDS, то есть напряжение сток-исток, которое является ограничивающим параметром MOSFET, который представляет максимальное напряжение, которое может выдержать между стоком и истоком MOSFET. Следует отметить, что этот параметр связан с температурой перехода, обычно чем выше температура перехода, тем больше значение. RDS (вкл.), Сопротивление в открытом состоянии сток-исток, представляет собой сопротивление в открытом состоянии между стоком и истоком, когда полевой МОП-транзистор включен при определенных условиях. Этот параметр связан с температурой перехода MOSFET и управляющим напряжением Vgs. В определенном диапазоне, чем выше температура перехода, тем больше Rds; чем выше напряжение возбуждения, тем меньше Rds. Qg, заряд затвора, представляет собой заряд, необходимый для повышения напряжения затвора от 0 В до конечного напряжения (например, 15 В) под действием управляющего сигнала.

Таким образом, заряд, который схема управления должна обеспечивать из выключенного состояния в полностью включенное состояние полевого МОП-транзистора, является основным параметром, используемым для оценки возможности управления полевым МОП-транзистором. Id, ток стока, ток стока обычно имеют несколько различных описаний. По форме рабочего тока различают непрерывный ток утечки и импульсный ток стока с определенной длительностью импульса (Pulsed dr.ain ток). Этот параметр также является параметром ограничения MOSFET, но это максимальное значение тока не означает, что ток стока может достигать этого значения во время работы. Это указывает на то, что при определенной температуре корпуса, если рабочий ток полевого МОП-транзистора равен указанному выше максимальному току стока, температура перехода достигнет максимального значения. Таким образом, этот параметр также связан с упаковкой устройства и температурой окружающей среды.

Eoss, энергия выходной мощности, что означает выходемкостьКоличество энергии, хранимой Коссом в полевом МОП-транзисторе. Поскольку выходная емкость Coss полевого МОП-транзистора имеет очень очевидные нелинейные характеристики, она изменяется при изменении напряжения Vds. Так что, если в таблице данных указан этот параметр, он очень полезен для оценки потерь переключения MOSFET. Не все руководства MOSFET предоставляют этот параметр, на самом деле, большинство таблиц данных не предоставляют его. ТелоDiodeDi / dt Текущая скорость изменения основного диода, которая отражает характеристики обратного восстановления основного диода MOSFET. Поскольку диод является биполярным устройством, на него влияет накопление заряда.Когда диод смещен в обратном направлении, заряд, накопленный в PN-переходе, должен быть очищен. Вышеуказанные параметры отражают эту характеристику.

Vgs, максимальное управляющее напряжение затвор-исток, которое также является ограничивающим параметром полевого МОП-транзистора. Оно представляет максимальное управляющее напряжение, которое может выдержать полевой МОП-транзистор. Как только управляющее напряжение превысит это предельное значение, оксидный слой затвора будет образован даже за очень короткое время. Постоянное повреждение. Вообще говоря, пока напряжение возбуждения не превышает предельное значение, проблем нет. Однако в некоторых особых случаях из-за наличия паразитных параметров это будет иметь непредсказуемый эффект на напряжение Vgs, что требует особого внимания. SOA, безопасная рабочая зона, каждый тип полевого МОП-транзистора будет иметь свою безопасную рабочую зону, различные биполярные транзисторы, силовые полевые МОП-транзисторы не будут показывать вторичный пробой, поэтому безопасная рабочая зона просто с момента, когда температура перехода достигает максимально допустимого значения Определение рассеиваемой мощности. Принципы выбора силового полевого МОП-транзистора После понимания значения параметров полевого МОП-транзистора, как выбрать продукт, отвечающий вашим потребностям, в соответствии с руководством по продукту производителя? Вы можете выбрать правильный MOSFET, выполнив следующие четыре шага.

Первым шагом в выборе правильного устройства для конструкции является решение, использовать ли полевой МОП-транзистор с N-каналом или с каналом Р. В типичном приложении питания, когда полевой МОП-транзистор заземлен, а нагрузка подключена к сетевому напряжению, полевой МОП-транзистор представляет собой переключатель нижнего уровня. . В переключателе нижнего уровня следует использовать N-канальный MOSFET из-за учета напряжения, необходимого для выключения или включения устройства. Когда полевой МОП-транзистор подключен к шине и нагрузка заземлена, используется переключатель высокого напряжения. В этой топологии обычно используются полевые МОП-транзисторы с P-каналом, что также не учитывается при управлении напряжением. Взаимодействие с другими людьми

2) Выбор напряжения и тока

Чем выше номинальное напряжение, тем выше стоимость устройства. Согласно практическому опыту, номинальное напряжение должно быть больше, чем напряжение сети или напряжение шины. Таким образом может быть обеспечена достаточная защита, чтобы полевой МОП-транзистор не вышел из строя. Для выбора полевого МОП-транзистора необходимо определить максимальное напряжение, которое может выдержать от стока до истока, то есть максимальное значение VDS. Другие факторы безопасности, которые необходимо учитывать инженерам-разработчикам, включают переключение электронного оборудования (например, двигателей илитрансформатор) Индуцированные переходные процессы напряжения. Номинальное напряжение различных приложений также различается; обычно портативное оборудование составляет 20 В,FPGAИсточник питания составляет 20

30 В, а приложение 85

220 В переменного тока — 450

В режиме непрерывной проводимости полевой МОП-транзистор находится в устойчивом состоянии, и ток непрерывно течет через устройство. Пик импульса — это большой импульс (или пиковый ток), протекающий через устройство. После определения максимального тока в этих условиях просто выберите устройство, которое может выдержать этот максимальный ток. Взаимодействие с другими людьми

3) Рассчитайте потери проводимости

Потери мощности полевого МОП-транзистора можно рассчитать с помощью Iload2 × RDS (ON). Поскольку сопротивление в открытом состоянии изменяется с температурой, потери мощности также изменяются пропорционально. Для портативных конструкций проще (чаще) использовать более низкие напряжения, а для промышленных образцов можно использовать более высокие напряжения. Обратите внимание, что сопротивление RDS (ON) будет немного увеличиваться с увеличением тока. Изменения различных электрических параметров сопротивления RDS (ON) можно найти впроизводствоЕго можно найти в техническом паспорте, предоставленном поставщиком. Взаимодействие с другими людьми

4) Требования к тепловыделению вычислительной системы

Дизайнер должен рассмотреть две разные ситуации: наихудший случай и реальный случай. Рекомендуется использовать результат расчета для наихудшего случая, поскольку этот результат обеспечивает больший запас прочности и может гарантировать, что система не выйдет из строя. Есть также некоторые данные измерений, которые требуют внимания в спецификации MOSFET; например, тепловое сопротивление между полупроводниковым переходом упакованного устройства и окружающей средой, а также максимальная температура перехода. Взаимодействие с другими людьми

На самом деле потеря переключения — очень важный индикатор. Произведение напряжения и тока в момент включения достаточно велико, что в определенной степени определяет коммутационную способность устройства. Однако, если системе требуется относительно высокая коммутационная способность, вы можете выбрать силовой полевой МОП-транзистор с относительно небольшим зарядом затвора QG.

Исходная ссылка:http://m.elecfans.com/article/701446.html

IGBT (биполярный транзистор с изолированным затвором), биполярный транзистор с изолированным затвором представляет собой составное полностью управляемое силовое полупроводниковое устройство, управляемое напряжением, состоящее из BJT (биполярный транзистор) и MOS (полевой транзистор с изолированным затвором), который также имеет MOSFET Преимущества высокого входного сопротивления и низкого падения напряжения GTR.

Напряжение насыщения GTR снижено, токопроводящая плотность высока, но ток возбуждения велик; мощность привода MOSFET мала, скорость переключения высокая, но падение напряжения проводимости велико, а токопроводящая плотность мала. IGBT сочетает в себе преимущества двух вышеупомянутых устройств с низкой мощностью привода и пониженным напряжением насыщения. Он очень подходит для использования в системах преобразования с напряжением постоянного тока 600 В и выше, таких как двигатели переменного тока, инверторы, импульсные источники питания, цепи освещения, тяговые приводы и другие области. До того, как IGBT был активно разработан, силовые MOSFET использовались в приложениях среднего и низкого напряжения, требующих быстрого переключения, а тиристоры и GTO использовались в приложениях среднего и высокого напряжения. Хотя MOSFET имеет преимущества быстрой скорости переключения, высокого входного сопротивления, хорошей термостабильности и простой схемы управления; однако в случае напряжения 200 В или выше сопротивление MOSFET в открытом состоянии будет быстро увеличиваться с увеличением напряжения пробоя, что делает Его потребляемая мощность значительно увеличена, и есть недостатки, такие как невозможность получить высокое выдерживаемое напряжение и компоненты большой емкости.

Биполярные транзисторы обладают превосходными характеристиками низкого падения напряжения в прямом направлении.Хотя можно получить компоненты с высоким выдерживаемым напряжением и большой емкостью, они требуют больших управляющих токов, сложных схем управления и недостаточной скорости переключения. IGBT разработан для удовлетворения этого требования. Это устройство, состоящее из MOSFET (входной каскад) и PNP-транзистора (выходной каскад). Оно имеет характеристики низкой мощности возбуждения и высокой скорости переключения (управление И отклик), биполярное устройство имеет характеристики пониженного напряжения насыщения и большой емкости (уровень мощности более устойчивый), частотная характеристика находится между MOSFET и силовым транзистором, и оно может нормально работать в частотном диапазоне десятков кГц.

Основываясь на этих превосходных характеристиках, IGBT широко используются в приложениях с напряжением, превышающим 300 В. Модульные IGBT могут соответствовать более высоким требованиям к проводимости по току, и их области применения продолжают улучшаться, и в будущем они будут более активно развиваться. Структура и характеристики IGBT: Как показано на рисунке 1, это структура биполярного транзистора с изолированным затвором N-канального улучшающего типа. Область N + называется областью истока, а присоединенный к ней электрод называется истоком (т. Е. Эмиттером E). Основание N называется областью стока. Область управления устройства — это область затвора, а прикрепленный к ней электрод называется затвором (то есть затвором G). Канал формируется вблизи границы затворной области. Область P-типа между полюсами C и E (включая области P + и P-, в которых формируется канал) называется областью подканала. Область P + на другой стороне области стока называется инжектором стока. Это уникальная функциональная область IGBT. Вместе с областью стока и областью подканала она образует биполярный транзистор PNP и действует как эмиттер. В сток вводятся отверстия для модуляции проводимости для снижения напряжения в открытом состоянии устройства. Электрод, прикрепленный к области впрыска стока, называется стоком (т. Е. Коллектором C).

Рисунок 1 Функция переключения биполярного транзистора IGBT с изолированным затвором улучшенного типа с N-каналом заключается в формировании канала путем добавления положительного напряжения затвора для обеспечения тока базы на транзисторе PNP (ранее NPN) для включения IGBT. Напротив, добавьте обратное напряжение затвора, чтобы устранить канал, отключите базовый ток и отключите IGBT. Метод управления IGBT в основном такой же, как и у MOSFET, но контролируется только N-канальный MOSFET с входным полюсом, поэтому он имеет высокие характеристики входного импеданса. После того, как канал полевого МОП-транзистора сформирован, дырки (второстепенные носители), инжектированные из базы P + в слой N, будут модулировать проводимость слоя N, чтобы уменьшить сопротивление слоя N, так что IGBT имеет низкое напряжение даже при высоком напряжении. Напряжение в открытом состоянии. IGBT — это составное переключающее устройство, образованное путем объединения полевых МОП-транзисторов и технологий GTR. Оно создано путем добавления слоя p + на сток силового полевого МОП-транзистора. Оно также сочетает в себе преимущества полевого МОП-транзистора и биполярного силового транзистора в производительности.

Область N + называется областью истока, а прикрепленный к ней электрод называется истоком (то есть эмиттером E); область P + называется областью стока, область управления устройства — областью затвора, а прикрепленный к ней электрод называется затвором ( Это ворота G). Канал формируется вблизи границы затворной области. Область P-типа (включая области P + и P-) между полюсами C и E (канал формируется в этой области) называется областью подканала. Область P + на другой стороне области стока называется инжектором стока. Это уникальная функциональная область IGBT. Она образует биполярный транзистор PNP вместе с областью стока и областью подканала, выступая в качестве эмиттера. Сток вводит отверстия и проводит модуляцию проводимости, чтобы уменьшить падение напряжения в открытом состоянии устройства. Электрод, прикрепленный к области впрыска стока, называется стоком (т. Е. Коллектором C). Чтобы

Рисунок 2 Структура IGBT IGBT состоит из N-канального MOSFET и PNP-типа GTR и фактически представляет собой композитную трубку с GTR в качестве ведущего элемента и MOSFET в качестве ведущего элемента. В дополнение к встроенной структуре транзистора PNP, IGBT также имеет структуру транзистора NPN.Транзистор NPN отключается путем закорачивания его базы и эмиттера на металлический вывод истока MOSFET. Четырехслойная структура PNPN IGBT, содержащиеся в ней транзисторы PNP и NPN образуют тиристорную структуру, которая может вызывать эффект Optimus Prime IGBT. IGBT отличается от MOSFET, внутри нет паразитного обратного диода, поэтому при фактическом использовании (индуктивная нагрузка) он должен быть оснащен подходящим диодом быстрого восстановления. Идеальная эквивалентная схема и фактическая эквивалентная схема IGBT показаны на следующем рисунке:

Рисунок 3 Идеальная эквивалентная схема и фактическая эквивалентная схема IGBT Из эквивалентной схемы IGBT можно использовать как монолитный биполярный МОП-транзистор, образованный соединением Дарлингтона биполярного транзистора PNP и силового полевого МОП-транзистора. Следовательно, когда между затвором и эмиттером подается положительное напряжение для включения силового MOSFET, база-коллектор PNP-транзистора подключается к низкому сопротивлению, так что PNP-транзистор находится в проводящем состоянии. Добавление слоя p + во включенном состоянии вводит дырки из слоя p + в основание n, тем самым вызывая изменение проводимости. Следовательно, он может получить чрезвычайно низкое сопротивление в открытом состоянии по сравнению с силовым MOSFET. После этого, когда напряжение между затвором и эмиттером равно 0 В, сначала силовой полевой МОП-транзистор находится в выключенном состоянии, а базовый ток PNP-транзистора отключается, таким образом находясь в выключенном состоянии. Как упоминалось выше, IGBT, как и силовой полевой МОП-транзистор, может управлять включением и выключением посредством сигнала напряжения. Рабочие характеристики IGBT: 1. Статические характеристики Статические характеристики IGBT в основном включают вольт-амперные характеристики, характеристики передачи и характеристики переключения.

Вольт-амперная характеристика IGBT относится к кривой зависимости между током стока и напряжением затвора, когда напряжение затвор-исток Ugs используется в качестве параметра. Соотношение выходных токов стока регулируется напряжением затвор-исток Ugs. Чем выше Ugs, тем больше Id. Он аналогичен выходным характеристикам ОТО, а также может быть разделен на зону насыщения 1, зону усиления 2 и характеристики пробоя 3. В закрытом IGBT прямое напряжение переносится переходом J2, а обратное напряжение — переходом J1. Если нет буфера N +, прямое и обратное напряжение блокировки могут быть на одном уровне. После добавления буфера N + обратное напряжение выключения может достигать уровня только в несколько десятков В. Поэтому некоторые применения IGBT ограничены. Передаточная характеристика IGBT относится к кривой зависимости между выходным током стока Id и напряжением затвор-исток Ugs.

Он имеет те же характеристики передачи, что и MOSFET.Когда напряжение затвор-исток меньше, чем напряжение включения Ugs (th), IGBT находится в выключенном состоянии. В большей части диапазона тока стока после включения IGBT Id имеет линейную зависимость от Ugs. Максимальное напряжение затвор-исток ограничено максимальным током стока, и его оптимальное значение обычно составляет около 15 В. Характеристика переключения IGBT относится к соотношению между током стока и напряжением сток-исток. Когда IGBT находится во включенном состоянии, его значение B чрезвычайно низкое, потому что его транзистор PNP является транзистором с широкой базой. Хотя эквивалентная схема представляет собой структуру Дарлингтона, ток, протекающий через полевой МОП-транзистор, становится основной частью общего тока IGBT. В это время напряжение в открытом состоянии Uds (on) можно выразить следующей формулой: Uds (on) = Uj1 + Udr + IdRoh, где Uj1 — прямое напряжение перехода JI, его значение составляет 0,7 ～ 1 В; Udr — сопротивление растяжения Rdr. Падение напряжения сверху; сопротивление Roh-канала. Ids тока в открытом состоянии можно выразить следующей формулой: Ids = (1 + Bpnp) Imos, где Imos — это ток, протекающий через полевой МОП-транзистор.

Из-за эффекта модуляции проводимости в области N + падение напряжения в открытом состоянии IGBT невелико, а падение напряжения в открытом состоянии IGBT с выдерживаемым напряжением 1000 В составляет от 2 до 3 В. Когда IGBT находится в выключенном состоянии, существует только небольшой ток утечки. 1 Динамические характеристики IGBT работает как MOSFET большую часть времени в процессе включения и прохождения, но на более поздней стадии процесса падения напряжения сток-исток Uds транзистор PNP переходит из области усиления в состояние насыщения, и добавляется время задержки. td (on) — время задержки включения, а tri — текущее время нарастания. В практических приложениях время включения тока стока ton является суммой td (on) tri. Время спада напряжения сток-исток складывается из tfe1 и tfe2. Запуск и выключение IGBT требует, чтобы положительное напряжение и отрицательное напряжение добавлялись между его затвором и базой, и напряжение затвора могло генерироваться различными схемами управления. При выборе этих схем привода он должен основываться на следующих параметрах: требованиях к смещению выключения устройства, требованиях к заряду затвора, требованиям к долговечности и условиям питания.

Поскольку импеданс затвор-эмиттер IGBT велик, для запуска можно использовать технологию управления MOSFET. Однако, поскольку входная емкость IGBT больше, чем у MOSFET, напряжение смещения при выключении IGBT должно быть выше, чем то, которое обеспечивается многими схемами управления MOSFET. Скорость переключения IGBT ниже, чем у MOSFET, но значительно выше, чем у GTR. IGBT не требует отрицательного напряжения затвора для уменьшения времени выключения при выключении, но время выключения увеличивается с увеличением параллельного сопротивления затвора и эмиттера. Напряжение включения IGBT составляет около 3

4 В, что эквивалентно MOSFET. Падение напряжения насыщения при включении IGBT ниже, чем у MOSFET, и близко к GTR, а падение напряжения насыщения уменьшается с увеличением напряжения затвора.

Принцип работы IGBT: IGBT — это естественная эволюция вертикального силового MOSFET, используемого в сильноточных, высоковольтных приложениях и быстродействующем оконечном оборудовании. Поскольку для реализации более высокого напряжения пробоя BVDSS требуется канал исток-сток, а этот канал имеет очень высокое удельное сопротивление, силовой полевой МОП-транзистор имеет характеристику высокого значения RDS (включено). Главный недостаток. Хотя последнее поколение силовых полевых МОП-транзисторов значительно улучшило характеристики RDS (вкл.), На высоких уровнях потери проводимости по-прежнему намного выше, чем у технологии IGBT. Более низкое падение напряжения, возможность преобразования в низкий VCE (sat) и структура IGBT, по сравнению со стандартным биполярным устройством, могут поддерживать более высокую плотность тока и упростить принципиальную схему драйвера IGBT. БТИЗ N-канального типа работает, прикладывая (положительное) напряжение выше порогового напряжения VTH между затвором и эмиттером, чтобы сформировать инверсионный слой (канал) на p-слое непосредственно под электродом затвора, начиная с электрода эмиттера. Нижний n-слой инжектирует электроны.

Электроны являются неосновными носителями p + n-p-транзистора, а дырки текут из p + -слоя подложки коллектора, чтобы проводить модуляцию проводимости (биполярный режим), поэтому напряжение насыщения между коллектором и эмиттером может быть уменьшено. Эквивалентная схема в действии показана на рисунке 1 (b), а символ IGBT показан на рисунке 1 (c). На стороне эмиттерного электрода сформирован n + pn- паразитный транзистор. Если паразитный транзистор n + pn- работает, он становится тиристором p + n- pn +. Ток продолжает течь, пока выходная сторона не перестанет подавать ток. Управление через выходной сигнал больше невозможно. Это состояние обычно называется заблокированным. Чтобы подавить работу n + pn-паразитного транзистора, IGBT использует метод минимизации коэффициента усиления по току α p + n-p-транзистора в качестве решения проблемы блокировки. В частности, коэффициент усиления тока α для p + n-p рассчитан на 0,5 или менее. Ток блокировки IL IGBT более чем в 3 раза превышает номинальный ток (постоянный ток).

Принцип управления IGBT в основном такой же, как у силового MOSFET, а включение-выключение определяется напряжением затвор-эмиттер uGE. Структура включаемого кремниевого чипа IGBT очень похожа на структуру силового MOSFET. Основное отличие заключается в том, что IGBT добавляет подложку P + и буферный слой N + (технология NPT-non-punch-through-IGBT не добавляет эту часть), а один MOSFET управляет двумя двойными 。 Устройство. Нанесение подложки создает переход J1 между участками P + и N + корпуса трубки. Когда положительное смещение затвора вызывает инверсию базовой области P под затвором, формируется канал N, и одновременно происходит поток электронов, и ток генерируется точно так же, как силовой полевой МОП-транзистор. Если напряжение, создаваемое этим электронным потоком, находится в диапазоне 0,7 В, то J1 будет находиться в прямом смещении, некоторые дырки будут введены в N-зону, и сопротивление между анодом и катодом будет отрегулировано, что снижает проводимость мощности. Полная потеря, и инициирует второй поток заряда. Конечным результатом является то, что в иерархии полупроводников временно появляются две разные топологии тока: поток электронов (ток MOSFET); ток дырок (биполярный). Когда uGE больше, чем напряжение включения UGE (th), в MOSFET формируется канал для обеспечения тока базы транзистора, и IGBT включается.

Эффект модуляции проводимости падения напряжения проводимости снижает сопротивление RN и делает падение напряжения в открытом состоянии небольшим. Выключить Когда к затвору приложено отрицательное смещение или напряжение затвора ниже порога, канал запрещен, и в N-область не вводятся дырки. В любом случае, если ток полевого МОП-транзистора быстро падает во время фазы переключения, ток коллектора постепенно уменьшается, потому что после начала коммутации в N-слое все еще остается несколько носителей (неосновные носители). Уменьшение этого значения остаточного тока (тока следа) полностью зависит от плотности заряда при выключении, а плотность зависит от нескольких факторов, таких как количество и топология легирующих примесей, толщина слоя и температура. Затухание неосновной несущей приводит к тому, что ток коллектора имеет характерную форму волны следа. Ток коллектора вызывает следующие проблемы: повышенное энергопотребление; проблемы с поперечной проводимостью, особенно в устройствах, в которых используются диоды с обратным ходом, проблемы более очевидны. Принимая во внимание тот факт, что след связан с рекомбинацией неосновных носителей, текущее значение следа должно быть тесно связано с температурой чипа, а подвижность дырок тесно связана с IC и VCE. Следовательно, в зависимости от достигнутой температуры можно уменьшить нежелательное влияние тока на конструкцию оконечного оборудования.Характеристики пробуждения связаны с VCE, IC и TC.

Когда между затвором и эмиттером подается противодавление или нет сигнала, канал в полевом МОП-транзисторе исчезает, ток базы транзистора отключается, и IGBT выключается. Обратная блокировка Когда на коллектор подается обратное напряжение, J1 будет управляться обратным смещением, и обедненный слой расширится до N-области. Если слишком сильно уменьшить толщину этого слоя, не будет получена эффективная блокирующая способность, поэтому этот механизм очень важен. С другой стороны, если вы слишком увеличите размер этой области, это будет постоянно увеличивать падение давления. Прямая блокировка Когда затвор и эмиттер закорочены и на клемму коллектора подается положительное напряжение, переход P / NJ3 управляется обратным напряжением. В это время обедненный слой в области дрейфа N все еще выдерживает приложенное извне напряжение. Защелкивающийся БТИЗ имеет паразитный тиристор PNPN между коллектором и эмиттером. В особых условиях это паразитное устройство включится. Это явление увеличит ток между коллектором и эмиттером, уменьшит возможность управления эквивалентным полевым МОП-транзистором и, как правило, приведет к поломке устройства.

Явление включения тиристора называется фиксацией IGBT. В частности, причины таких дефектов отличаются друг от друга и тесно связаны с состоянием устройства. В нормальных условиях основные различия между статической и динамической фиксацией заключаются в следующем: где Imos — ток, протекающий через полевой МОП-транзистор. Динамическое блокирование происходит только при выключении. Это особое явление сильно ограничивает зону безопасной эксплуатации. Чтобы предотвратить вредные явления паразитных транзисторов NPN и PNP, необходимо принять следующие меры: одна — предотвратить включение части NPN и изменить компоновку и уровень легирования соответственно; другая — уменьшить общий коэффициент усиления по току транзисторов NPN и PNP.

Кроме того, ток защелки оказывает определенное влияние на коэффициент усиления по току устройств PNP и NPN. Следовательно, он имеет очень тесную взаимосвязь с температурой перехода; когда температура перехода и коэффициент усиления увеличиваются, удельное сопротивление области P-базы увеличится и повредит Общие характеристики. Поэтому производители устройств должны уделять внимание поддержанию определенного соотношения между максимальным значением тока коллектора и током фиксации, обычно 1: 5.

Как правильно подключать igbt и mosfet транзисторы

MOSFET транзисторы

Динамика включения MOSFET транзистора

Понятно, что будут рассматриваться лишь n-канальные MOSFET транзисторы, хотя все процессы одинаково справедливы и для их p-канальных сородичей. Эквивалентная схема MOSFET транзистор содержит в своем составе несколько емкостей (раздел «MOSFET-транзисторы»):

— емкость затвор-исток C_GS;

— емкость затвор-сток C_GD;

— емкость сток-исток C_DS.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора. Для понимания физики процессов коммутации и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемпфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники (задемпфированной — потому, что параллельно включен диод, и напряжение на ключе не превысит напряжение источника питания). Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.1. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Ниже поэтапно представлен процесс включения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.2.

Рисунок DRV.1 — Эквивалентная электрическая схема коммутации индуктивной нагрузки с основными паразитными элементами

Процесс включения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвора до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-исток C_GS. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора.

Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и истоком транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. Это чисто линейный режим работы транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-сток C_GD , называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность стока). Напряжение на стоке транзистора практически не изменяется, т.к. протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на стоке до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока. В течение этого этапа открывания ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» . После нарастания тока через транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Все бы было хорошо, но сток и затвор связаны емкостной связью. Из-за этого уменьшение напряжения на стоке приводит перезаряду емкости затвор-сток C_GD за счет входного тока драйвера. Ёмкость C_GD мала, но заряжена до большого напряжения. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Джон Мильтон Миллер — ученый, описавший это дело для электронных ламп. На этой стадии разряжается емкость сток-исток C_DS и происходит процесс переключения — уменьшение напряжения на стоке. В условиях индуктивной нагрузки задемпфированной диодом снижение напряжения происходит при токе, уже достигшем номинального значения. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

4) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GS до напряжения питания драйвера.

5) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

Рисунок DRV.2 — Основные этапы включения MOSFET-транзистора

Динамика выключения MOSFET транзистора

Процесс выключения MOSFET транзистора будет рассмотрен для условий, аналогичных вышеприведенным условиям для включения транзистора с той же эквивалентной схемой коммутации индуктивной нагрузки (рисунок DRV.3 схема). Ниже поэтапно представлен процесс выключения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.3.

Процесс выключения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GS (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на стоке и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера».

2) «Плато Миллера» . Закрывание транзистора приводит к росту напряжения на его стоке. Вследствие емкостной связи между стоком и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость затвор-сток C_GD. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Когда напряжение стока увеличивается до напряжения питания, то из-за «втекающего в драйвер» тока через емкость затвор-сток C_GD напряжение на затворе транзистора не изменяется и временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость сток-исток C_DS и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на стоке до напряжения питания, В условиях индуктивной нагрузки ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (индуктивность нагрузки) не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

3) Закрывание транзистора, линейный режим. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться — сходит с «плато Миллера». К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения (однако некоторый рост напряжения все же происходит – за счет увеличения напряжения не величину падения напряжения на диоде). Транзистор переходит в линейный режим и ток через него в течение этого интервала уменьшается до нуля. Ток через транзистор прекращается в момент, когда напряжение на затворе достигает порогового напряжения (напряжение открывания). На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора

4) Разрядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе уменьшиться до уровня минимального выходного напряжения драйвера.

5) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Рисунок DRV.3 — Основные этапы выключения MOSFET-транзистора

Основные выводы по процессу коммутации MOSFET

Анализ временных диаграмм включения/выключения MOSFET-транзистора позволяет сделать следующие практические выводы:

— включение и выключение транзистора происходит в несколько стадий, включающих задержку отклика на управляющее напряжение, собственно сам процесс коммутации и завершение переключения (дозаряд емкостей);

— скорость переключения транзистора пропорциональна входному и выходному току затвора определяемого цепью управления (драйвер, затворный резистор и т.д.); Ток затвора идет на перезарядку собственно емкости затвор-исток, а также паразитной ёмкости затвор-сток из-за которой и возникает «плато Миллера».

— собственно переключение транзистора и основные потери энергии на переключение происходят на этапе соответствующем «плато Миллера». Уменьшая длительность этой стадии можно уменьшить потери на переключение (в идеале…). Отсюда следует, что важно, чтобы драйвер выдавал достаточный входной и выходной ток при прохождении «плато Миллера». В остальных областях – предзаряд до порогового напряжения и постзаряд до выходного напряжения драйвера его выходной ток не оказывает существенного влияния на коммутационные потери.

— при условии ограничения максимального тока затвора внешним резистором ток затвора при включении (т.е. при заряде емкости затвора) больше чем ток затвора при выключении транзистора. То есть в обычных условиях процесс включения транзистора происходит быстрее процесса выключения транзистора. Это обусловлено тем, что заряд емкости затвора и емкости Миллера происходит через суммарную емкость затвора от напряжения примерно 10-15 В (обычный уровень напряжения питания драйвера). А разряд этих емкостей – при напряжении равном напряжению Миллера, т.е. примерно 5 В.

— частота коммутации ограничена сверху временными задержками на переключение транзистора. Для увеличения частоты коммутации необходимо снизить времена переключения ключевого элемента.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации MOSFET. Хорошее описание процесса особенностей коммутации MOSFET дано в [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. в сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

IGBT транзисторы

Динамика включения IGBT транзистора

Динамика включения IGBT транзистора в целом схожа с динамикой включения MOSFETтранзистора, но имеет ряд специфических особенностей обусловленных его внутренней структурой. Из условной внутренней структуры (рисунок DRV.4) видно, что IGBT транзистор в своем составе содержит MOSFET транзистор и биполярный p-n-p транзистор.

Рисунок DRV.4 — Условное обозначение и эквивалентная упрощенная внутренняя структура IGBT-транзистора

Кроме внутренней структурной схемы для понимания динамических процессов коммутации IGBT также используют эквивалентную схему IGBT транзистора, содержащую в своем составе несколько емкостей (рисунок DRV.5):

— емкость затвор-эмиттер C_GE;

— емкость затвор-коллектор C_GC;

— емкость коллектор-эмиттер C_CE.

Рисунок DRV.5 — Паразитные емкости IGBT-транзистора

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора.

Для понимания физики процессов коммутации IGBT-транзистора и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники. Этот же режим был рассмотрен и для вышеописанных процессов коммутации MOSFET-транзистора. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.6. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Кроме этого при управлении IGBT-транзисторами часто используются драйверы, обеспечивающие отрицательный уровень напряжения на затворе, что повышает скорость выключения и обеспечивает защиту от включения в случае резкого увеличения напряжения на затворе. Именно этот случай биполярного драйвера рассмотрен ниже. Ниже поэтапно представлен процесс включения IGBT-транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.7.

Рисунок DRV.6 — Эквивалентная электрическая схема коммутации индуктивной нагрузки IGBT-транзистором с основными паразитными элементами.

Процесс включения IGBT транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвор-эмиттер до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-эмиттер C_GE. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора. Током драйвера происходит заряд емкости C_GE и смена полярности напряжения на затворе. Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и эмиттером транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. При этом первым — включается «MOSFET» транзистор в составе IGBT. Через биполярный транзистор протекает существенно меньшая доля тока. Это чисто линейный режим работы IGBT транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-коллектор C_GC, называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность вывода коллектора). Напряжение на коллекторе транзистора практически не изменяется, так как протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на коллекторе до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока (индуктивности). В течение этого этапа открывания транзисторы ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» — снижение напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT . После нарастания тока через IGBT транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на коллекторе транзистора начинает уменьшаться. Вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC за счет входного тока драйвера. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Плато Миллера для IGBT транзистора состоит из двух стадий. На первой стадии происходит быстрое снижение напряжения коллекторе обусловленное снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT. На этой стадии имеют место большие коммутационные потери на кристалле транзистора. Вторая стадия плато Миллера — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT. Далее.

4) «Плато Миллера» — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT . После стадии быстрого спада напряжения на коллекторе, обусловленного снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе начинается стадия более медленного спада обусловленного процессом завершения включения биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Аналогично вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC и в течение этого напряжение на затворе не изменяется – и плато Миллера продолжается до полного включения биполярного p-n-p транзистора после которого напряжение на IGBT устанавливается на уровне падения напряжения на открытом переходе транзистора. Это вторая стадия плато Миллера для IGBT транзистора. На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора.

5) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-эмиттер C_GEи напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GE до напряжения питания драйвера. Практически весь ток полностью протекает через биполярный p-n-p транзистор в составе IGBT транзистора.

6) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на переходе открытого транзистора. Все спокойно.

Рисунок DRV.7 — Основные этапы включения IGBT-транзистора

Динамика выключения IGBT транзистора

Процесс выключения IGBT транзистора будет рассмотрен для условий аналогичных вышеприведенным условиям для эквивалентной схемы коммутации индуктивной нагрузки. Поэтапно ниже представлен процесс выключения IGBT транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.8.

Процесс выключения IGBT транзистора .

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GE (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на коллекторе и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера». Важно понимать, что для IGBTтранзистора имеется значительная разница между напряжениями на «плато Миллера» для включения и выключения. Это обусловлено задержкой подключения обратной связи, так как биполярная часть IGBT транзистора достаточно «тормозная» и рост напряжения на коллекторе начинается уже после того как напряжение успело спасть до напряжения несколько ниже порога включения.

2) «Плато Миллера» . Закрывание IGBT транзистора приводит к росту напряжения на его коллекторе. Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость коллектор-сток C_GC. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Вследствие этого тока обратной связи напряжение на затворе транзистора не изменяется во время пока напряжение на транзисторе увеличивается. То есть ток драйвера и «ток Миллера» друг друга полностью компенсируют, при этом временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость коллектор-эмиттер C_CE и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на коллекторе до напряжения питания. Ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (цепь нагрузки), не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора. При этом важно понимать, что на этой стадии ток перераспределяется между обоими транзисторами, входящими в состав IGBT — «MOSFET» транзистором и p-n-p BT-транзистором.

3) Закрывание транзистора, выключение «MOSFET» транзистора в составе IGBT. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться (сход с «плато Миллера»). К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения. Далее следует быстрое уменьшение тока через транзистор до определенной величины – происходит выключение — «MOSFET» транзистора в составе IGBT. Напряжение на затворе продолжает спадать.

4) Перезарядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-эмиттер C_GE и напряжение на затворе снизится уровня минимального выходного напряжения драйвера (отрицательного относительно «земли», как правило).

4-5) Закрывание транзистора, выключение биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT.

После стадии быстрого спада тока транзистора, обусловленного выключением «MOSFET» транзистора в составе IGBT начинается стадия более медленного спада тока, обусловленного выключением биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Это так называемый «токовый хвост». Длина «хвоста» определяется типом транзистора и величиной ранее протекавшего тока. На этой стадии также происходят существенные коммутационные потери.

6) Выключенное состояние. На выходе драйвера минимальный уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Рисунок DRV.8 Основные этапы выключения IGBT-транзистора

Основные выводы по процессу коммутации IGBT

Из временных диаграмм видно, что в целом процесс включения/выключения IGBTтранзистора схож с процессом коммутации MOSFET транзистора. Таким образом, выводы сделанные выше для MOSFET применимы и для IGBT. Однако имеются некоторые основные отличия в процессе коммутации IGBT. Выделим их:

— наличие ступенчатого спада напряжения на коллекторе в процессе включения, что обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала включается MOSFET-часть, затем биполярная часть;

— наличие ступенчатого спада тока на коллекторе в процессе выключения, что также обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала выключается MOSFET-часть, затем биполярный транзистор. К тому же процесс выключения биполярного p-n-p транзистора затягивается и имеет место так называемый «токовый хвост». Опасность «хвоста» проявляется в значительных сквозных токах при включении IGBT в схему полумоста.

— уровни «плато Миллера» для включения и выключения транзистора различны. При включении IGBT уровень «плато Миллера» больше чем уровень «плато Миллера» при выключении. Это обусловленной временной задержкой включения отрицательной обратной связи между коллектором и затвором.

— IGBT транзистор более медленный по сравнению с MOSFET.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации IGBT транзистора. Хорошее описание процесса особенностей коммутации IGBT дано в [Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation. Application Note AN-7004, SEMIKRON International. Русскоязычный перевод в журнале «Электронные компоненты №6, №8. 2008 — Управление изолированным затвором. Часть 1, Часть 2. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков.]. Проблемы потерь при переключении описаны в [DRIVE CIRCUITS FOR POWER MOSFETs AND IGBTs. by B. Maurice, L. Wuidart. APPLICATION NOTE. STMicroelectronics]. Принципы управления MOSFET и IGBT представлены в статье [Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы. Винтрич Арендт, Николаи Ульрих, Райманн Тобиас, Турски Вернер. Силовая электроника, №5, 2013]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

Расчет параметров цепи управления MOSFET-транзисторов

Для определения требований к цепи управления MOSFET необходим расчет основных электрических параметров в цепи затвора транзистора. В целом нижеприведенные соотношения справедливы и для расчета управления IGBT-транзисторов.

Заряд затвора

Основным параметром, используемым при расчете цепей управления MOSFET является заряд затвора Q_G. Он приводится в справочных листах (datasheet) на транзисторы. Кроме численного значения, которое можно найти в datasheet, важно понимать, что Q_G зависит от напряжения на транзисторе V_DS. Зависимости напряжения на затворе V_GS от «вкачанного» в него заряда Q_G также приводятся в datasheet. В качестве примера на рисунке DRV.9 представлена зависимость для популярного транзистора IRF740. Видно, что зависимость содержит отражение «плато Миллера».

Рисунок DRV.9 — Зависимость напряжения на затворе от заряда затвора для популярного транзистора IRF740 (по данным datasheet от Vishay Siliconix)

В соответствии графиком можно определить весьма точно величину суммарного заряда затвора при заданном напряжении драйвера и напряжении V_GS на транзисторе.

Мощность управления

Выражение для мощности управления затвором P_{G_avg} имеет вид:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Эта мощность рассеивается на резистивных элементах цепи управления – затворном резисторе, внутреннем сопротивлении драйвера, паразитном сопротивлении затвора.

Средний ток управления MOSFET

Средний ток I_{G_avg}, потребляемый схемой управления на перезаряд емкости затвора равен:

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Это было среднее значение. Теперь раскладываем импульс тока управления по полочкам, находим токи на каждом из интервалов и длительности интервалов.

Напряжение «плато Миллера»

Напряжение «плато Миллера» V_Miller определяется выражением:

V_TH – пороговое напряжение (открывания транзистора);

I_{D_max} – максимальный ток стока;

g_fs – крутизна зависимости тока стока от напряжения затвора на малом сигнале:

Как правило, вторая компонента суммы, обусловленная крутизной g_fs значительно меньше V_TH по величине и на практике её можно не учитывать.

Токи и времена коммутации на стадии включения

— амплитуда импульса тока затвора I_{G_max} (в начальный момент времени) равна:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора в линейном режиме I_{G_lin} — в период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

Смысл полсуммы заключается в усреднении V_TH и V_Miller для получения среднего значения напряжения на интервале.

— ток затвора на «плато Миллера» I_{G_Miller} равен:

— длительность времени нарастания напряжения до порога открывания V_TH (в первом приближении):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

— длительность «плато Миллера» :

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance).

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе.

Смысл этого выражения заключается в том, что ток на «плато Миллера» фактически перезаряжает «ёмкость Миллера» C_rss заряженную до напряжения сток-исток выключенного транзистора.

Особенно важным интервалом является интервал соответствующий «плато Миллера» поскольку именно на этом интервале происходят основные коммутационные потери.

Для упрощения расчетов по вышеприведенным соотношениям можно допустить, что:

При этом длительность линейного режима обращается в ноль и исключается из расчета. Таким образом, время спада напряжения на транзисторе в момент включения t_f определяетсядлительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Токи и времена коммутации на стадии выключения

— амплитуда импульса тока затвора в начальный момент времени выключения транзистора равна:

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора на «плато Миллера» на стадии выключения транзистора равен:

— ток затвора в линейном режиме — период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

— длительность времени спада напряжения до напряжения V_Miller «плато Миллера» (в первом приближении):

— длительность «плато Миллера»:

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

Таким образом, время нарастания напряжения на транзисторе при переходе в закрытое состояние t_r определяется длительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Основные коммутационные потери транзистора происходят именно на интервале, соответствующему «плато Миллера».

Шунтирующий конденсатор драйвера. Расчет

Выше показано, что управление MOSFET транзистором в ключевом режиме осуществляешься импульсами тока, перезаряжающего паразитные емкости. Амплитуда этих импульсов может составлять единицы ампер при временах нарастания – менее 100 нс. Из этого следует, что для формирования данных импульсов драйвер должен иметь источник энергии с малым внутренним сопротивлением, причем расположенный в непосредственной близости от драйвера.

Таким источником энергии является шунтирующий конденсатор драйвера, за счет энергии которого осуществляется питание драйвера в моменты коммутации. Для этой ответственной роли подходят только керамические конденсаторы. Вопрос в том какова должна быть минимальная емкость шунтирующего конденсатора? При закачивании в затвор суммарного заряда затвора Q_G напряжение на шунтирующем конденсаторе изменится на величину ΔV_Cdrv :

Q_G – суммарный заряд затвора;

C_DRV – емкость шунтирующего конденсатора.

Отсюда следует выражение для емкости шунтирующего конденсатора C_DRV:

Q_G – суммарный заряд затвора;

ΔV_Cdrv – допустимые пульсации на шунтирующем конденсаторе.

Таким образом, для расчета величины емкости необходимо задаться величиной допустимых пульсаций на шунтирующем конденсаторе. Они могут быть выбраны в пределах 2-5 %.

Расчет (определение) внутреннего сопротивления драйвера

Внутреннее выходное сопротивление драйвера на стадии включения R_{driver_ON}, если не указано в datasheet, может быть вычислено по соотношению:

V_driver – номинальное напряжение драйвера;

I_{driver_max_ON} – максимальный выходной ток драйвера на стадии включения.

Аналогично рассчитывается внутреннее входное сопротивление драйвера на стадии выключения R_{driver_OFF} :

V_driver – номинальное сопротивление драйвера;

I_{driver_max_OFF} – максимальный входной ток драйвера на стадии выключения.

Выбор оптимального сопротивления затворного резистора

Критерий демпфирования осцилляций

Цепь, или вернее токовая петля, по которой протекает ток управления транзистором (ток затвора) имеет собственную индуктивность. Эта индуктивность во-первых замедляет рост тока в цепи затвора, во-вторых – приводит к появлению высокочастотных осцилляций в цепи затвора обусловленных LC-контуром, образованном емкостью затвора и паразитной индуктивностью цепи. Прямым путем решения проблем является оптимизация разводки печатной платы с целью уменьшения паразитных индуктивностей там, где они не нужны. Но в любом случае уменьшить индуктивность до нуля не получится.

Для демпфирования осцилляций используется внешний резистор затвора. Его величинаR_{G_ext}выбирается исходя из соотношения [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. В сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]:

L_S – паразитная индуктивность контура;

С_iss – входная емкость транзистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_driver – внутреннее сопротивление (среднее) драйвера:

Физический смысл этого соотношения для нахождения оптимального сопротивления контура заключается в том, чтобы сделать активное сопротивление затворного резистора равным удвоенному волновому сопротивлению LC контура. При этом колебания эффективно демпфируются.

Критерий ограничения тока драйвером

Для каждого типа драйвера существует максимальное значение входного и выходного тока. Это накладывает ограничения на минимальную величину сопротивления в цепи затвора ниже которой оно не оказывает существенного значения на динамические характеристики, т.к. ток ограничивается уже самим драйвером.

В общем случае (пренебрегаем паразитным сопротивлением затвора и ограничением тока драйвером) максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} равно:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

R_{G_ext} – сопротивление затворного резистора.

Приравнивая максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} к максимальному значению тока драйвера I_{driver_max} :

Получаем минимальную величину сопротивления затвора R_{G_ext}:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

I_{driver_max} – максимальное значение тока драйвера (выбирается как минимальное из I_{driver_max_ON} и I_{driver max OFF}).

Выбирая затворное сопротивление больше данной величины уменьшают скорость переключения транзистора. Зачем необходимо уменьшать скорость переключения транзистора – см. далее.

Критерий устойчивости к высоким dV/dt на закрытом транзисторе

Существует предельно допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом транзисторе, иначе он может приоткрыться (об этом ниже в подразделе «Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия»).

Предельно допустимая скорость нарастания напряжения прикладываемого к закрытому транзистору (dV/dt)_max определяется по соотношению:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

R_{G_total} – суммарное сопротивление затвора:

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF (соотношение для расчета представлено выше).

Если рассчитанное значение (dV/dt)_max больше реальной скорости роста напряжения в данной схеме (dV/dt)_real, то все в порядке. Если же нет, то скорость роста напряжения нужно уменьшить или уменьшить суммарное сопротивление затвора R_{G_total}.

Критерий заданного времени включения/выключения транзистора

В ряде случаев необходимо искусственно замедлить скорость коммутации транзистора. Необходимость этого может быть обусловлена снижением dV/dt в схеме, ограничению броска тока при коммутации снижением уровня наводок и т.д. В этом случае увеличением величины затворного резистора добиваются повышения времени коммутации в соответствии с соотношением:

где dV/dt – заданная скорость нарастания напряжения.

Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия

Причины высоких dV/dt на закрытом транзисторе и последствия

В большинстве схемотехнических решений преобразователей используется последовательное соединение двух поочередно включающихся силовых ключей MOSFET или IGBT-транзисторов. К таким схемам относятся схемы полумостовых, мостовых преобразователей, синхронных выпрямителей, системы управления двигателями и др. С целью уменьшения динамических потерь необходимо увеличивать скорости переключения силовых ключей. Динамические потери при этом уменьшаются, но возникает опасность «несанкционированного» включения транзистора за счет тока, протекающего через емкость затвор-сток. Включение может быть как полным, так и может быть переход в линейный режим. Следствие этого включения – «сквозняк» — сквозной ток через оба силовых транзистора и выход преобразователя из строя.

Кроме этих типичных случаев, высокие dV/dt на транзисторе могут возникать при:

— включении питания преобразователя (когда еще драйвер «молчит»);

— резком разрыве тока в индуктивностях силовой схемы;

С особым вниманием следует отнестись к устройствам, работа которых предполагает значительный нагрев силовых ключей. Рост температуры кристалла приводит к уменьшению порогового напряжения открывания транзистора.

При проектировании преобразовательной техники необходимо определить входит ли конкретная схема в группу риска. Необходимо понимать, что емкости затвор-сток и затвор-исток образуют емкостной делитель, максимальное выходное напряжение на котором (напряжение на затворе) при любой скорости роста напряжения dV/dt не превысит величины:

V_{GS_max} – максимальное напряжение на затворе;

V_{DS_max} – максимальное напряжение на транзисторе (сток-исток), или максимально возможное напряжение на транзисторе;

C_GS – емкость затвор-исток;

C_GD – емкость затвор-сток.

Если напряжение V_{GS_max} окажется меньше порогового напряжения открывания транзистора V_TH :

то в данных условиях схема находится вне зоны риска по dV/dt.

то необходимо принимать дополнительные меры, о которых указано ниже.

Риск «паразитного включения» существенно возрастает с ростом рабочего напряжения на стоке. Вместе с тем при малых рабочих напряжениях (как правило, менее 24 В) случайного открывания транзистора по причине высоких dV/dt можно не опасаться.

Способы защиты от высоких значений dV/dt

Резистор в цепи затвор-исток

Использование резистора подключаемого параллельно затвору и истоку транзистора «помогает» лишь при сравнительно малых скоростях роста напряжения на транзисторе. Однако это весьма действенный способ устранения «паразитного включения» при подаче питания на устройство. Дело в том, что при подаче питания некоторые драйверы могут еще находится в спящем режиме и его выходные каскады могут быть в неактивном состоянии и не «притягивать» затвор к земле. В этот период времени пассивный способ с помощью резистора обеспечивает защиту затвора. Величина резистора R_GSвыбирается исходя из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

dV/dt – скорость роста напряжения на транзисторе.

Разрядный резистор физически необходимо располагать непосредственно вблизи силового ключа. Недостатком способа является значительная дополнительная нагрузка на выходной каскад драйвера в течение всего импульса открытого состояния ключа.

Схема на p-n-p транзисторе

Схема на p-n-p транзисторе (см. рисунок DRV.14), ускоряющая выключение транзистора так же эффективна для защиты транзистора от включения в результате действия больших dV/dt. При использовании схемы максимальная скорость нарастания напряжения на силовом MOSFETопределяется из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

β – коэффициент усиления по току p-n-p транзистора;

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора.

Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Мощность статических потерь для MOSFET транзисторов P_{VT_stat} определяется выражением:

I_rms – среднеквадратичное значение тока через транзистор;

R_DS – сопротивление сток-исток в открытом состоянии.

Динамические потери

Динамические потери MOSFET – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при коммутации тока нагрузки I при рабочем напряжении V:

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления паразитного диода:

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления паразитного диода транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления паразитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь P_{VT_switch}, получим выражение:

f – частота коммутации.

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (переход в открытое состояние);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Для IGBT статические потери рассчитываются по соотношению:

I_avg – среднее значение тока через транзистор;

V_CE – напряжение насыщения перехода коллектор-эмиттер транзистора.

Соотношение справедливо при условии, что ток нагрузки на протяжении периода коммутации изменяется незначительно.

Динамические потери

Динамические потери IGBT – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при переключении. Для IGBT-транзисторов, в отличие от MOSFET используется понятие энергии переключения E_ts которая учитывает потери различного рода, в том числе потери, определяемые «хвостом» остаточного тока при выключении:

E_ts – суммарная энергия переключения;

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления специально введенного оппозитного диода (при наличии такового внутри IGBT):

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления оппозитного диода IGBT-транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления оппозитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь, получим выражение:

f – частота коммутации;

E_ts – суммарная энергия переключения;

V_pow – напряжение питания;

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

Драйверы класса «TrueDrive»

Как показано при описаниях процессов коммутации важно, чтобы драйвер MOSFET/IGBTтранзистора выдавал максимальный выходной ток при прохождении через «плато Миллера». Это существенно уменьшает динамические коммутационные потери на силовом ключе. В настоящее время существуют драйверы, выходной каскад которых обеспечивает высокий выходной и входной ток в районе «плато Миллера» — так называемые драйверы класса «TrueDrive». Их отличительной особенностью является использование в выходном каскаде как полевых, так и биполярных транзисторов. Структура такого драйвера представлена на рисунке DRV.10 на примере драйверов серий UCC27*** и UCC37***.

Рисунок DRV.10 — Структура драйвера типа «TrueDrive» [datasheet UCC27321 от Texas Instruments Incorporated]

Ряд типовых схемотехнических решений управления затвором

Ниже представлен ряд типовых схемотехнических решений управления затвором используемых при необходимости в тех или иных случаях.

Схема с затворным резистором

Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора (рисунок DRV.11) – наиболее распространенное схемотехническое решение. Затворный резистор демпфирует возможные осцилляции в паразитном LC-контуре, и ограничивает скорость включения и выключения MOSFET-транзистора. Данная схема подходит в большинстве случаев для стандартных источников питания малой и средней мощности. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора представлены выше.

Рисунок DRV.11 — Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора

Схема с обратным диодом в цепи затвора

Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора обеспечивает ускоренное выключение MOSFET-транзистора так как разряд емкости затвора происходит в обход затворного резистора «всей мощью тока драйвера». За счет этого сокращаются динамические потери на ключе. Это особенно актуально в тех случаях, когда необходимо замедлить процесс включения ключа (для ограничения максимальной dV/dt на другом ключе, или для уменьшения броска тока или для других целей) и одновременно минимизировать время его выключения. Кроме этого обратный диод повышает стойкость схемы к «паразитной коммутации» при высоких скоростях роста напряжения dV/dt на закрытом ключе. В качестве диода могут быть использованы быстродействующие маломощные кремниевые диоды типа 1N4148 (для токов до 1 А). Применение в схеме диодов Шоттки нежелательно по причине их большой емкости перехода по сравнению с кремниевыми диодами и возникающих вследствие этого осцилляций в паразитном LC контуре [Схемы управления затворами силовых транзисторов. А.М. Бобрешов, А.В. Дыбой, С.Ватхик, М.С. Куролап. ВЕСТНИК ВГУ. Серия: Физика. Математика. 2010. №2. с. 189-197]. Существует минимальное значение сопротивления затвора R_G, при котором диод открывается:

V_VD – падение напряжения на паразитном диоде;

I_{G_max} – пиковый ток затвора.

В остальном рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы и представлены выше.

Недостатком схемы является значительная токовая нагрузка на драйвер на стадии выключения.

Рисунок DRV.12 Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора

Схема с независимо задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора

Фактически представляет собой комбинацию предыдущих схем. Схема позволяет независимо задавать скорости включения и выключения MOSFET-транзистора. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы.

Рисунок DRV.13 — Схема управления с отдельно задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора.

Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Данная схема обеспечивает ускоренный разряд емкости затвора, обеспечивает хорошую стойкость к высоким dV/dt. Маломощный p-n-p транзистор располагается в непосредственной близости к силовому MOSFET и обеспечивает короткий путь разряда емкости затвора в процессе выключения. Выбор транзистора осуществляется исходя из обеспечения высокого быстродействия и достаточного коэффициента усиления по току. Сопротивление резистора R_Gопределяет только скорость включения транзистора. Данное схемотехническое решение применяется в преобразователях средней и большой мощности. Преимуществом схемы является уменьшение нагрузки на выходной каскад драйвера (практически в два раза), поскольку разряд емкости затвора осуществляется через внешний транзистор.

Рисунок DRV.14 — Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Схема с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

В схеме осуществляется быстрый разряд затвора силового MOSFET за счет маломощного MOSFET-транзистора. Среди недостатков данного решения следует отнести необходимость дополнительного инверсного выхода драйвера. Схема обладает высоким быстродействием.

Рисунок DRV.15 — Схема управления с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

Схема с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах (рисунок DRV.16) применяется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора.

Рисунок DRV.16 — Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах (рисунок DRV.17) также используется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора. К отличительным особенностям схемы относятся инверсия сигнала управления, и несколько большее быстродействие.

Рисунок DRV.17 Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения

Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения силового MOSFET транзистора используется в случае управления «тяжелыми» затворами при одновременном условии независимой установки скоростей включения и выключения транзистора.

Рисунок DRV.18 — Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах cразличными скоростями включения/выключения транзистора

Пробой затвора ключевого транзистора: причины и способы защиты

Причины пробоя затвора

Пробой затвора ключевого MOSFET- или IGBT транзистора может произойти вследствие ряда причин:

— превышение амплитуды управляющих импульсов напряжения пробоя затвора. Встречается редко, но вполне возможно, в случае если питание драйвера не стабилизировано.

— паразитная генерация в контуре «емкость затвора»-«индуктивность цепи управления» (так называемый «звон»). Причинами этого являются отсутствие или малая величина сопротивления затворных резисторов и слишком длинная цепь управления с большой паразитной индуктивностью и высокие скорости переключения.

— наводка в цепи управления за счет индуктивной (трансформаторной связи) между слишком длинной и широкой петлей управления и слишком близкорасположенным и слишком быстрым и сильноточным силовым контуром.

— слишком быстрый рост напряжения на стоке (коллекторе), вызывающий существенный ток через переходную емкость сток-затвор и рост напряжения на затворе.

— статическое электричество. Но это скорее при монтаже схемы.

— увеличение импеданса цепи управления.

Способы защиты от пробоя затвора

Существует несколько способов защиты от пробоя затвора (рисунок DRV.19):

— резистор в цепи «затвор-исток». Демпфирует колебания в цепи «драйвер-затвор» и снижает амплитуду колебаний. Менее эффективен, чем затворный резистор, но зато он практически не снижает разрядный зарядный ток. Устанавливается в непосредственной близости к транзистору. Основной целью введения резистора в управляющие схемы является предотвращение избыточного «перезаряда» входной емкости затвора при увеличении импеданса цепи управления [Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах. Андрей Колпаков. Новости электроники №15. 2008. Статья 9].

— суппресор TVS в цепи «затвор-исток». Существенно более эффективная, но дорогая защита. Суппресор также ставится в непосредственной близости от транзистора.

— диод Шоттки, установленный между затвором и цепью питания.

— комбинированная защита, включающая суппресор TVS и резистор для предотвращения избыточного «перезаряда» емкости затвора.

— маломощный MOSFET-транзистор, включающийся при превышении затворного напряжения определенного уровня, задаваемого резисторным делителем R1/R2. Эта схема предназначена больше для мощных IGBT-транзисторов.

Рисунок DRV.19 — Реализация защиты от перенапряжения на затворе MOSFET и IGBT — транзисторов

Защита от пробоя затвора актуальна в случае, если драйвер и силовой ключ разнесены на значительное расстояние. Это является причиной возникновения наводок и паразитных осцилляций. В этих случаях может быть целесообразно использование транзисторов с повышенным максимальным напряжением затвор-исток (например ±30В вместо ±20В).