Dsp радиоприемник что это

30

Dsp радиоприемник что это

В статье [1] (здесь приведен её перевод) представлены базовые моменты, которые учитываются в разработке цифрового радио. Благодаря многим новым достижениям в области преобразования и обработки данных в радиотехнике, сложная конструкция традиционного радиоприемника может быть значительно упрощена. В этой статье сделана попытка оценить чувствительность и избирательность цифрового приемника. Это отнюдь не исчерпывающий материал, отвечающий на все вопросы, это просто базовая методика по расчетам, выполняемых в подобных разработках.

Современные технологии позволяют во многих областях заменить довольно ненадежные и нестабильные аналоговые узлы на цифровые. Новые улучшенные интегрированные смесители, LNA, фильтры SAW, недорогие высокопроизводительные ADC, программируемые цифровые тюнеры и фильтры — все это добавило новые возможности для построения цифровых радиосистем.

Традиционно под радиоприемником подразумевался некий «ящик», соединенный с антенной и некой электроникой внутри, однако многие конструкции электронных устройств сегментируются на две отдельные подсистемы — радио и цифровой процессор. С такой сегментацией назначение радио состоит в преобразовании входного сигнала в более низкие частоты и его фильтрация, и затем происходит оцифровка интересующей информации из сигнала. Аналогично, назначение цифрового процессора — получать оцифрованные данные и извлекать из них нужную информацию.

Важно понимать, что цифровой приемник не то же самое, что и цифровое радио (модуляция). Фактически цифровой приемник будет отлично выполнять работу по приему любого аналогового сигнала, такого как AM или FM. Цифровые приемники можно использовать для приема любого типа модуляции, включая аналоговые и цифровые стандарты. Кроме того, поскольку в основе приемника используется цифровой процессор обработки сигналов (DSP), это позволяет программно управлять многими свойствами и параметрами радиоприемника. Так что эти DSP можно перепрограммировать, добавляя в устройство новые функции и меняя его поведение, и вся аппаратура остается старой.

В этой статье обсуждаются вопросы по прогнозированию ожидаемых параметров цифрового радиоприемника:

1. Присутствующая мощность шума.
2. Коэффициент шума в каскадах приемика.
3. Коэффициент шума и ADC.
4. Усиление при преобразовании и чувствительность.
5. Шум, генерируемый ADC и дизеринг (шум квантования).
6. Точка пересечения третьего порядка (IP3).
7. Дрожание тактов ADC (джиттер).
8. Фазовый шум.
9. IP3 в радиотракте.

[Одна несущая против нескольких]

Существует два основных типа организации радиосвязи — с использованием одной несущей частоты (single-carrier), и с использованием нескольких несущих частот (multi-carrier). Названия претендуют на простое объяснение сути, но это не совсем так. Single-carrier приемник это традиционный приемник, селективность которого по частоте определяется аналоговыми фильтрами каскадов усиления на промежуточной частоте (IF).

Multi-carrier приемник обрабатывает все сигналы в рабочем диапазоне с помощью одного радиочастотного тракта с более широкой полосой частот, достигая избирательности с помощью цифровых фильтров, работающих на выходе ADC. Достоинство такого приемника в том, что в приложениях, где требуется множество приемников на разные частоты, система может быть упрощена и реализована с большей эффективностью и сниженными затратами. Типовое применение таких систем — базовая станция сотовой/беспроводной связи. Другое возможное приложение — приемники наблюдения, которые обычно используют сканеры для контроля нескольких частот. В подобных приложениях мониторинг множетство частот одновременно может быть реализован без необходимости последовательного сканирования диапазона.

Примечание: на рисунке МА означает матрица аттенюатора, AMP amplifier, усилитель. Блок цифровой обработки включает декодирование канала, выравнивание сигнала и другие функции преобразования.

Перед тем, как перейти к более подробному обсуждению разработки цифрового приемника, следует отметить некоторые технические преимущества новой технологии. В процессе обработки сигнала используется передискретизация (Oversampling), коэффициент усиления обработки (Processing Gain), понижение частоты дискретизации (Undersampling, децимация), частотное планирование. Многие из этих технических достижений не всегда достижимы в традиционной схеме радиоприемника.

OverSampling, Process Gain. Критерий Найквиста (теорема Котельникова) компактно определяет необходимую частоту дискретизации, требуемую для определенного сигнала. Чаще всего частота Найквиста упоминается частота, которая как минимум в 2 раза выше самого высокочастотного компонента обрабатываемого сигнала. Подразумевается, что для оцифровки промежуточной частоты 70 МГц необходимо делать выборки 140 MSPS. Если наш сигнал занимает только 5 МГц возле 70 МГц, то выборка 140 MSPS окажется бесполезной. Вместо этого Найквист требует, чтобы сигнал оцифровывался на частоте в 2 раза выше, чем диапазон спектра сигнала. Т. е. если наш сигнал занимает полосу 5 МГц, то в пределе частота дискретизации 10 МГц будет адекватной. Все частоты дискретизации с частотой много выше называется передискретизацией (Over Sampling). Oversampling очень важная функция, потому что она позволяет добиться в цифровом домене эффективного усиления на на приемлемом SNR.

В контрасте с передискретизацией действует «недодискретизация» (under sampling). В этом случае делаются выборки сигнала на частоте много меньшей, чем половина от реальной частоты сигнала (см. далее описание undersampling). Таким образом, можно одновременно применять oversampling и undersampling, поскольку первая определяется по полосе пропускания, а вторая по интересующей частоте.

В любом процессе оцифровки чем быстрее делаются выборки сигнала, тем ниже так называемый шум квантования, поскольку этот шум распределяется по большему диапазону частот. Общий интегрированный шум остается постоянным, однако он теперь распределяется по большим частотам, что дает выгоду, если за ADC реализован цифровой фильтр. Уровень шума определяется выражением:

Уровень шума = 6.02 * B + 1.8 + 10log(FS/2)

Это выражение представляет уровень шума квантования преобразователя, и показывает зависимость между шумом и частотой выборок FS. Таким обрзом, при удвоении FS эффективный уровень шума улучшается на 3 dB!

Цифровая фильтрация дает эффект удаления всего нежелательного шума и случайных сигналов, оставляя только желаемый сигнал, как показано на рисунках ниже. Типичный спектр ADC до цифровой фильтрации:

Тот же спектр после цифрового фильтра:

SNR преобразования ADC можно значительно улучшить. Фактически улучшение SNR описывается следующей формулой (FS частота выборок, BW полоса частот сигнала):

С увеличением соотношения между частотой выборок и полосой сигнала получается более высокое усиление сигнала при обработке (process gain). Фактически повышением частоты дискретизации можно достичь увеличение усиления до 30 dB.

[Undersampling и преобразование частоты]

Как упоминалось ранее, недодискретизация это оцифровка сигнала на частоте, много меньшей половины реальной частоты сигнала. Например, сигнал 70 МГц оцифровывается на скорости 13 MSPS.

Undersampling важная операция, потому что она может функционировать почти как смеситель. Когда сигнал недодискретизируется, его частоты отражаются в первую зону Найквиста, как если бы они находились там изначально (так называемое отражение спектра). Например, наш сигнал 70 МГц при оцифровке 13 MSPS появится на 5 МГц. Математически это можно описать следующим образом:

Это выражение показывает результирующую частоту в первой и второй зоне Найквиста. Поскольку ADC отражает всю информацию в первую зону Найквиста, то результаты, генерируемые по этой формуле, должны быть проверены, находятся ли они выше FS/2. Если это так, то частота должна быть свернута обратно в первую зону Найквиста путем вычитания результата из FS.

Выборка непрерывных аналоговых данных должна осуществляться через интервал дискретизации ts = 1/f_s (f_s это частота дискретизации сигнала, или частота оцифровки), который необходимо тщательно выбирать для точного представления первоначального аналогового сигнала. Ясно, что чем больше число отсчетов (более высокие частоты дискретизации), тем более точным будет представление сигнала в цифровом виде, тогда как в случае малого числа отсчетов (низкие частоты дискретизации) может быть достигнуто критическое значение частоты дискретизации, при котором теряется информация о сигнале. Это следует из известного критерия Найквиста (f_s частота дискретизации, f_a частота частота сигнала):

• Частота дискретизации f_s сигнала с шириной полосы f_a должна удовлетворять условию f_s > 2f_a, в противном случае информация о сигнале будет потеряна.
• Эффект наложения спектров возникает, когда f_s < 2f_a (недодискретизация).
• Эффект наложения спектров широко используются в таких задачах, как прямое преобразование ПЧ в цифровую форму.

Критерий Найквиста требует, чтобы частота дискретизации была по крайней мере вдвое больше полосы сигнала, в противном случае информация о сигнале будет потеряна. Если частота дискретизации меньше удвоенной полосы аналогового сигнала, возникает эффект, известный как наложение спектров (aliasing). Для понимания смысла наложения спектров как во временной, так и в частотной областях сначала рассмотрим случай представления во временной области выборки одного тонального сигнала синусоидальной формы, показанный на рис. 1 ниже. В этом примере частота дискретизации fs лишь немного больше частоты аналогового входного сигнала f_a, что не удовлетворяет критерию Найквиста.

Рис. 1. Эффект наложения спектров во временной области.

На рис. 1 показана ситуация, когда частота входного сигнала f_a немного ниже частоты дискретизации f_s. Обратите внимание, что в действительности сделанная выборка соответствует сигналу, частота которого равна разности частот дискретизации и частоты исходного сигнала fs–fa. Соответствующее представление этого примера в частотной области показано на рис. 2-B.

Рис. 2. Аналоговый сигнал с частотой f_a, оцифрованный идеальным ADC с частотой выборок f_s, имеет на выходе составляющие на частотах |±Kf_s±f_a|, где K = 1,2,3, .

Частотная зона Найквиста определяется как полоса спектра от 0 до f_s/2. Частотный спектр разделен на бесконечное число зон Найквиста, каждая по 0.5 f_s. На практике идеальный дискретизатор заменяется на АЦП, используемый совместно с процессором БПФ. БПФ-процессор обеспечивает присутствие на выходе только компонент сигналов, частоты которых попадают в первую зону Найквиста, то есть в полосу от 0 до f_s/2.

Теперь рассмотрим случай, когда частота сигнала выходит за пределы первой зоны Найквиста (рис.2-B). Частота сигнала немного меньше частоты дискретизации, что соответствует условию, представленному во временной области на рис. 1. Обратите внимание, что даже при том, что сигнал находится вне первой зоны Найквиста, его составляющая f_s-f_a попадает внутрь зоны. Возвращаясь к рис. 2-A, поясним, что если нежелательный сигнал появляется в области любой из гармоник частоты f_a, он также возникает и на частоте f_a, приводя, таким образом, к появлению побочного частотного компонента в первой зоне Найквиста.

Такой процесс подобен работе смесителя, используемого для детектирования аналоговых сигналов. При этом подразумевается, что перед дискретизатором (или АЦП) осуществляется фильтрация, подавляющая компоненты, частоты которых находятся вне полосы Найквиста и после дискретизации попадают в ее пределы. Рабочая характеристика фильтра будет зависеть от того, как близко частота внеполосного сигнала отстоит от f_s/2, а также будет определяться величиной требуемого подавления.

Таблица ниже показывает, как сигналы могут отражаться в основной диапазон, их спектральную ориентацию. Хотя процесс недодискретизации (отражения спектра, aliasing) это не то же самое, что микширование (умножение частоты сигнала на частоту гетеродина), результаты этих операций почти одинаковые, однако периодические по частоте выборки. Другой феномен — отражение спектра. Как и в смесителях, некоторые продукты преобразования становятся обратными в процессе выборок сигнала, такие как реверсирование верхней и нижней боковых полос. В таблице ниже также показано, какие случаи вызывают переворот спектра.

Одним из самых сложных моментов при разработке архитектуры радиоприемника является выбор промежуточной частоты ПЧ. Эта проблема усугубляется тем, что усилители и АЦП имеют тенденцию генерировать нежелательные гармоники, которые появляются в цифровом спектре преобразования данных, появляясь как ложные сигналы. Независимо от того, является ли приложение широкополосным или нет, тщательный выбор частот дискретизации и частот ПЧ может переместить эти помехи в области частот, которые сделают их безвредными при использовании с цифровыми тюнерами/фильтрами, такими как AD6620, которые могут выбрать интересующий сигнал и вырезать все остальное. Передискретизация только упрощает реализацию, повышая спектр гармоник, чтобы они попадали в диапазон, безопасный для фильтрации.

Например, если вторая и третья гармоники специально определены достаточно высокими, путем тщательного выбора места попадания аналогового сигнала в частоту дискретизации, эти вторая и третья гармоники могут быть помещены вне полосы пропускания фильтра.

Рис. 3. Undersampling и частоты алиасинга.

Для случая частоты кодирования 40.96 MSPS и полосы сигнала 5.12 МГц, размещение ПЧ между 5.12 и 10.24 МГц помещает вторую и третью гармонику вне диапазона, как показано в таблица ниже. Хотя этот пример сильно упрощен, он может быть адаптирован для многих различных применений.

Очевидно, что вторая и третья гармоники выходят из интересующего диапазона, и не повлияют на основные компоненты полезного сигнала. Следует заметить, что вторая и третья гармоники перекрываются друг с другом, и третья отражается относительно FS/2.

Если диапазон аналогового сигнала от DC до FS/2, то комбинация усилителя и фильтра должна соответствовать требуемой спецификации. Однако если сигнал помещен в третью зону Найквиста (от FS до 3FS/2), то требования к усилителю по гармоникам снижаются, поскольку все гармоники будут выходить за пределы частот полосового фильтра. Например, полоса пропускания фильтра от FS до 3FS/2, тогда вторая гармоника попадет в диапазон 2FS .. 3FS, что находится вне полосы пропускания фильтра. Полезный сигнал пройдет через фильтр при условии, что ADC удовлетворяет по основным параметрам на интересующей полосе частот сигнала. Во многих приложениях это является оправданным компромиссом, поскольку многие сложные фильтры можно упростить, используя техники SAW и LCR на относительно высоких частотах ПЧ. Несмотря на то, что по этому методу преобразования требования к гармоническим искажениям усилителя снижаются, нельзя жертвовать параметрами интермодуляционных искажений.

Рис. 4. Undersampling, выделение нужно сигнала из 3 зоны Найквиста.

Используя эту технику, гармоники выводятся из зоны Найквиста, что позволяет их проще отфильтровать. Однако если ADC само генерирует гармоники, эта техника может использоваться для тщательного выбора частоты дискретизации и аналоговой частоты, чтобы гармоники попадали в неиспользуемые области полосы пропускания и фильтровались в цифровом виде.

[Ожидаемые параметры приемника]

С учетом всех этих соображений можно оценить параметры радиоприемника, и какие компромиссы могут быть допущены. Традиционный дизайн радио может использовать схему, показанную на картинке ниже. Есть некоторые отличия в схемах одноканального и многоканального приемников, на что мы обратим внимание. Имейте в виду, что это обсуждение не затрагивает многие моменты, см. также на ссылки в конце статьи. Здесь рассматриваются только данные, передаваемые в DSP. Многие приемники используют проприетарные схемы для снижения шума, чтобы дополнительно улучшить параметры приема.

Рис. 4. Прохождение сигнала в приемнике традиционного дизайна.

Примечание: на этом рисунке G означает gain, усиление. NF означает noise figure, показатель шума. Другие сокращения см. в Словарике, в конце статьи.

Для дальнейшего обсуждения рассмотрим дизайн приемника, показанный на картинке выше. Начнем с антенны, и закончим цифровым тюнером/фильтром в конце, не затрагивая пока DSP-обработку сигнала.

Начнем анализ с нескольких предположений. Во-первых, и это очевидно, что чувствительность приемника ограничены его шумами. Т. е. в принимаемом диапазоне шумы отсутствуют, иначе это еще сильнее бы ограничило параметры приемника. Разумно предположить, что выбор частот гетеродина и ПЧ можно сделать соответствующим образом. Кроме того, позже будет показано, что шумы, генерируемые ADC, обычно не составляют проблемы, поскольку они могут быть устранены в приложении применением сглаживания (дизеринг), использованием передискретизации и правильным размещением сигнала. В некоторых случаях это может быть нереалистичным предположением, однако позволяют определить начальную точку, с которой могут быть обозначены пределы производительности.

Второе предположение состоит в том, что полоса пропускания нашего приемника является полосой пропускания Найквиста. Хотя наша реальная полоса может быть только 5 МГц, использование полосы Найквиста упростит вычисления. Таким образом, частота выборок 65 MSPS даст полосу Найквиста 32.5 МГц.

Доступная мощность шума. Для начала анализа необходимо учесть шум на порту антенны. Поскольку правильно согласованная антенна является как правило резистивной, по следующему уравнению можно определить напряжение шума на согласованном антенном входе.

Здесь k постоянная Больцмана (1.38e-23J/K), T температура в Кельвинах, R сопротивление, B полоса пропускания.

В этом случае мощность шума на антенном входе составит:

Подстановками можно упростить формулу:

Получается, что в реальности мощность шума источника не зависит от импеданса для ненулевых и конечных значений сопротивления.

Это важный момент, потому что даст отправную точку, с которой будет сравниваться наш приемник. При работе с шумовой характеристикой часто показывают, что на на «x» dB выше шума «kT».

По мере прохождения через каскады приемника этот шум увеличивается, как мы увидим дальше. На конечной стадии, когда осуществлена настройка на канал и произведена фильтрация, большая часть шума удаляется, оставляя только то, что находится на интересующем канале.

Оценка шума каскадов. Показатель шума — метрика, используемая для описания количества шума, добавляемого к сигналу в приемной части радиоустройства. Обычно он указывается в dB, хотя при вычислении шумового показателя используется числовое отношение (не логарифмическое). Этот показатель шума обычно обозначается как F:

Как только показатель шума назначен каждому каскаду радиоустройства, они могут использоваться для определения производительности. Общий коэффициент шума может быть вычислен следующим образом:

Fx это коэффициенты шума для каждого из последовательно соединенных каскадов, Gx это коэффициент усиления каскадов. В настоящий момент ни коэффициенты шума, ни усиления не представлены в логарифмической форме. Это выражение приводит все шумовые компоненты к антенному входу. Таким образом на шум, показанный в предыдущей секции, накладывается шумы остальных каскадов приемника.

Например, если доступный шум на входе -100 dBm, вычисленный показатель шума 10 dB, усиление преобразования 20 dB, и эквивалентный шум на выходе составит -70 dBm.

В применении этих формул нужно учесть несколько моментов. Во-первых предполагается, что величина шума пассивных компонентов эквивалентна потере сигнала на них. Во-вторых, можно сложить пассивные компоненты перед применением формул. Например, если два ФНЧ соединены последовательно, и каждый вносит потери 3 dB, то их можно объединить в один элемент внесения потерь 6 dB. И наконец, у смесителей часто нет показателя шума, присвоенного производителем. Если параметров смесителей нет, то в первом приближении их потери/шум можно не учитывать, но если эта информация есть, то она должна использоваться.

Показатель шума ADC. Хотя показатель шума может быть назначен для ADC, часто с ним проще работать другим способом. ADC это устройства напряжения, в то время как в действительности показатель шума является проблемой его мощности. Таким образом, часто проще работать с аналоговыми каскадами на ADC с точки зрения величины шума, и затем преобразовать их в напряжение на ADC. Затем преобразуйте шум ADC во входное опорное напряжение. Затем шум аналоговых каскадов и ADC может быть просуммирован на входе ADC, чтобы определить общий эффективный шум.

Например, для этого приложения выбран такой ADC, как AD9042 или AD6640 разрядностью 12 бит. Они могут оцифровывать на скорости 65 MSPS, такая скорость подходит для оцифровки всего диапазона AMPS, и может использовать тактовую частоту GSM 5x. Это более чем адекватно для применения в AMPS, GSM и CDMA. Из даташита типовой SNR этих ADC равен 68dB. Таким образом, следующий шаг — определить ухудшение шумовых показателей приемника с учетом шума ADC. И опять, самый простой метод — преобразовать их SNR и приемника в вольты RMS, затем просуммировать, чтобы получить общее RMS шума. Если входной уровень ADC 2V от пика до пика:

Vшума 2 = (707 * 10^(-SNR/20)) 2 ,

Это напряжение представляет все шумы ADC, температурные шумы и шумы квантования. Полный диапазон ADC составляет 0.707V RMS.

После того, как вычислен эквивалентный входной шум ADC, вычисляется шум, генерируемый самим приемником. Поскольку мы подразумеваем, что полоса приемника это полоса Найквиста, частота выборок 65 MSPS дает полосу 32.5 МГц. Из формул доступного шума мощность шума аналогового входного каскада составит 134.55E15 ватт, или -98.7 dBm. Этот шум присутствует н антенне и он должен быть усилен преобразованием и ухудшен показателем шума. Если усиление преобразования 25 dB, и показатель шума 5 dB, то шум, представленный на входной цепи ADC получится следующий (50 Ом, 134.9e-12 ватт):

-98.7dBm + 25dB + 5dB = -68.7dBm

Поскольку входное сопротивление ADC примерно 1000 Ом, мы должны либо согласовать стандартное сопротивление 50 Ом тракта ПЧ, к этому значению, либо понизить входное сопротивление ADC. Подходящий компромисс — понизить сопротивление входа АЦП параллельно подключенным резистором 200 ом, и затем использовать трансформатор 1:4 для согласования. Трансформатор также обслуживает преобразование несбалансированного входа к сбалансированному сигналу, требуемому ADC, и он также предоставляет некоторое повышение напряжения. Поскольку сопротивление повышается с коэффициентом 1:4, то напряжение увеличивается в 2 раза.

Из этого выражение наше напряжение в квадрате на 50 Ом равно 6.745e-9 и на 200 Ом 26.98e-9.

Теперь, когда мы знаем шум от ADC и фронтэнда RF, общий шум в системе может быть вычислен квадратным корнем от суммы их квадратов. Общее напряжение, таким образом, составит 325.9 uV. Это сейчас общий шум, присутствующий в ADC как из-ша шума приемника, так и из-за шума ADC включая шум квантования.

Усиление преобразования и чувствительность. Как это напряжение шума влияет на общую производительность ADC? Предположим, что в полосе пропускания приемника присутствует только один сигнал RF. Соотношение сигнала к шуму получится следующее:

20log(сигнал/шум) = 20log(0.707 / 325×10 -9 ) = 66.7

Поскольку применяется передискретизация, и реальная полоса сигнала много меньше, чем частота дискретизации, шум будет значительно снижен цифровой фильтрацией. Поскольку полоса входного каскада такая же, как и полоса нашего ADC, шум ADC и шум RF/IF снизится с одинаковым коэффициентом. Поскольку многие стандарты вещания поддерживают узкие полосы канала, то предположим, что используется 30 кГц на канал. Так мы получим усиление 33.4 dB за счет обработк. Таим образом, наш изначальный SNR повысится с 66.7 dB до 100.1 dB. Следуют помнить, что SNR улучшается, потому что отфильтровался лишний шум, что происходит за счет усиления обработки.

Если радиотракт работает с несколькими несущими (см. рис. ниже), то динамический диапазон ADC должен совместно использоваться несколькими частотами RF.

Рис. 13. Восемь несущих частот одинаковой мощности.

Например, если 8 несущих одинаковой мощности, то каждый сигнал должен быть не больше чем 1/8 от общего диапазона, если учитываются пиковые сигналы. Однако поскольку сигналы в приемнике обычно не находятся в фазе друг с другом (поскольку удаленные сигналы не синхронизированы по фазе), они редко когда-либо будут приходить одновременно. Поэтому потребуется много меньше, чем 18 dB. Поскольку в реальности одновременно будут присутствовать не больше 2 сигналов, и поскольку они модулированные, резервируется только 3 dB. В случае, когда несколько сигналов совпадут, что приведет к ограничению в приемнике, это произойдет только в течение доли секунды прежде чем перегрузка преобразователя будет устранено. С случае одночастотного радио не требуется резервировать динамический диапазон.

В зависимости от схемы модуляции, для адекватной демодуляции требуется минимальное C/N. Если схема цифровая, то должна быть учтена частота появления ошибок BER, как показано ниже. Предположим, что требуется минимальный коэффициент C/N 10 dB, наш входной сигнал не может быть настолько низким, чтобы оставшееся SNR было меньше 10 dB. Таким образом, наш уровень сигнала может упасть на 90.1 dB от текущего уровня. Поскольку у ADC диапазон полной шкалы +4 dBm (на 200 омах), уровень сигнала на входе ADC тогда будет –86.1 dBm. Если на пути RF/IF сигнала усиление 25 dB, то чувствительность приемника на антенне должна быть –86.1 минус 25 dB, или –111.1 dBm. Если требуется большая чувствительность, то на каскадах RF/IF может быть повышено усиление. Однако показатель шума зависит от усиления, и увеличение усиления может также оказать неблагоприятное внимание на параметры шума от дополнительных каскадов усиления.

Рис. 14. Зависимость BER от SNR.

[Паразитные сигналы и дизеринг ADC]

Наш пример оценки ухудшения параметров по шумам неадекватно демонстрируют реальные ограничения в приемнике. Существуют другие ограничения, такие как SFDR, которые более вредные, чем шум и SNR. Предположим, что у ADC значение параметра SFDR составляет -80 dBFS или -76 dBm (полная шкала = +4dBm). Также предположим, что допустимое соотношение между сигналом и помехой C/I (не путайте с C/N) составляет 18 dB. Это означает, что минимальный допустимый уровень сигнала -62 dBFS (-80 18), или -58 dBm. На антенне соответственно получится -83 dBm. Таким образом можно увидеть, что SFDR (для одноконанального или многоканального приема) будет ограничивать рабочие характеристики приемника задолго до достижения фактических ограничений по шуму.

Однако существует техника, известная как дизеринг (сглаживание), которая может существенно улучшить SFDR. Как показано в апноуте AN410 [2] от Analog Devices, добавление шума, выходящего за пределы диапазона, может улучшить SFDR в области шума. Хотя величина дизеринга зависит от преобразователя, эта техника применима для всех ADC при условии, что статический DNL является ограничением производительности, и нет проблем AC, таких как скорость изменения уровня. В AD9042, который упомянут в [2], величина добавляемого шума составляет только -32.5 dBm, или 21 кодов RMS. Графики спектра ниже показывают потенциал улучшения. Говоря простым языком, дизеринг работает, принимая паразитные когерентные сигналы, генерируемые ADC, и преобразует их в случайные. Поскольку энергия помехи должна сохраниться, дизеринг просто заставляет появляться помеху как дополнительный уровень шума в преобразователе. На графиках ниже это можно увидеть как небольшое повышение среднего уровня шума преобразователя. Таким образом компромисс, достигутый за счет внеполосного дизеринга, заключается в том, что буквально все генерируемые внутри АЦП сигналы помех могут быть удалены, однако имеется некоторое попадание в общий SNR преобразователя, что на практике дает снижение чувствительности порядка 1 dB в сравнении с примером, ограниченным шумом, и это много лучше, чем пример с ограничением по SFDR.

ADC без дизеринга:

ADC c дизерингом:

Перед тем, как закончить с дизерингом, следует сделать еще два замечания. Во-первых, в многочастотном приемнике нельзя ожидать корелляции друг с другом никаких каналов. Если это так, то часто несколько сигналов служат как автономный дизеринг для канала приемника. Хотя это верно в некоторых случаях, будут случаи, когда необходимо добавить дополнительный дизеринг, чтобы сделать заполнение, когда присутствует слабый сигнал.

Во-вторых шума, поступающий от аналогового внешнего интерфейса, недостаточно для дизеринга ADC. В примере выше был добавлен дизеринг 32.5 dBm для достижения оптимального уровня SFDR. Для сравнения, аналоговый внешний интерфейс обеспечивать мощность шума только –68 dBm, что далеко от того, что необходимо для обеспечения оптимальной производительности.

IP3. Кроме SFDR преобразователя, тракт RF ухудшает параметры по помехам приемника. На эти шумы не влияют такие техники, как дизеринг, и эти помехи должны быть устранены, чтобы предотвратить ухудшение рабочих характеристик приемника. Точка пересечения третьего порядка IP3 важная характеристика, поскольку уровни сигнала в приемной цепи увеличиваются по мере прохождения через схему приемника.

Чтобы понять, какой уровень производительности требуется для широкополосных компонентов RF, мы рассмотрим спецификацию GSM, возможно наиболее требовательную для приложений радиоприема.

Приемник GSM должен быть способен восстановить сигнал с уровнем мощности между -13 dBm и -104 dBm. Предположим также, что полная шкала ADC составляет 0 dBm, и потери в фильтрах и смесителях 12 dB. Также, поскольку несколько сигналов обрабатываются одновременно, не должно использоваться АРУ (AGC). Это снизит чувствительность RF и приведет к пропаданию слабого сигнала. С этой информацией усиление RF/IF вычисляется 25 dB (0 = -13 — 6 — 6 + x).

Коэффициент усиления 25 dB должен распространяться, как показано на рисунке. Хотя полная система будет иметь дополнительные компоненты, показанная схема подходит для обсуждения. Таким образом, при сигнале GSM полной шкалы -13 dBm на входе ADC сигнал будет 0 dBm. Однако при минимальном сигнале GSM-104 dBm сигнал на ADC будет -91 dBm. С этой точки зрения все, что было сказано выше, может быть использовано для определения пригодности ADC с точки зрения производительности по шумам и искажениям.

Теперь с этими сигналами и требуемыми коэффициентами усиления системы могут быть проверены спецификации усилителя и микшера, когда обрабатывается сигнал полной шкалы -13 dBm. Решение для компонентов сигнала 3-го порядка при уровне полной шкалы (Sig это сигнал на входе с уровнем полной шкалы в dBm и 3OP это требуемый уровень искажений третьего порядка):

3 3ОР
IP3 = — * (Sig — —)
2 3

В предположении, что общая производительность по искажениям должна быть лучше 100 dB, по этой формуле значение для входного усилителя показывает, что IP3 > +37 dBm. На смесителе уровень сигнала повышается на 10 dB, и новый уровень получится -3 dBm. Однако, поскольку смесители определены для их выхода, этот уровень уменьшится как минимум на 6 dB и станет –9 dBm. Таким образом для смесителя OIP > +41 dBm. На последнем каскаде усиления сигнал уменьшится на -9 dBm (так же, как на выходе смесителя). Для усилителя ПЧ IP3 >+ 41 dBm.

Дрожание тактов ADC. Дрожание тактов ADC (джиттер) — важный динамический параметр, для качественной работы радиосвязи. Хотя низкий джиттер важен для отличных показателей на базовой полосе частот, его эффект увеличивается при выборке сигналов с высокой частотой (с повышенной скоростью нарастания), как это получается в undersampling-приложениях. Общий эффект плохих параметров по джиттеру — уменьшение SNR по мере увеличения входных частот. Термины «дрожание апертуры» и «неопределенность апертуры» в текстах описания часто меняются, и в контексте оцифровки означают одно и то же. Неопределенность апертуры это изменение от выборки к выборке в процессе кодирования. Неопределенность апертуры дает 3 остаточных эффекта, первый — повышение шума в системе, второй — неопределенность в реальной фазе оцифрованного сигнала и третий — межсимвольные помехи. Требуется неопределенность апертуры меньше 1 pS, когда IF оцифровывается для достижения необходимых параметров по шуму. С точки зрения точности фазы и межсимвольных помех влияние апертурной неопределенности невелико. В самом худшем сценарии при 1 pS на IF 250 МГц фазовая неопределенность или ошибка составит 0.09 градусов RMS. Это довольно приемлемо для таких приложений, как GSM. Поэтом основное внимание уделим общему шуму из-за неопределенности апертуры.

На синусоиде максимальная скрость изменения уровня происходит при пересечении нуля. В этот момент скорость нарастания определяется первой производной синусоидальной функции, оцениваемой при t=0:

v(t) = A * sin(2 * pi * f * t)

d
— v(t) = A * 2 * pi * f * cos(2 * pi * f * t)
dt

При t=0 функция косинуса равна 1, и выражение упрощается до следующей формулы:

d
— v(t) = A * 2 * pi * f
dt

Единицы скорости изменения уровня (slewrate) в вольтах на секунду показывают, как быстро меняется сигнал на входе при пересечении через 0. В системе с выборкми для оцифровки тактовая частота используется для запуска выборок входного сигнала. Если частота выборок имеет неопределенность, то генерируется ошибка напряжения. Эту ошибку напряжения можно определить умножением джиттера на slewrate сигнала на входе.

При анализе единиц видно, что ошибка измеряется в вольтах. Обычно неопределенность апертуры выражается в секундах RMS, поэтому ошибка напряжения будет в вольтах RMS. Также анализ этого выражения показывает, что при повышении частоты на входе также повышается ошибка напряжения, в прямой пропорции к неопределенности апертуры.

При оцифровке ПЧ крайне важна чистота тактов, поскольку при микшировании входной сигнал умножается на частоту локального гетеродина, или в этом случае, на частоту тактов. Поскольку умножение в домене времени является сверткой в домене частот, спектр тактового сигнала выборок свернут со спектром входного сигнала. Поскольку неопределенность апертуры это широкополосный шум тактов, это также проявляется как широкополосный шум в оцифрованном спектре. И поскольку ADC это система выборок сигнала, спектр периодический по повторяется вокруг частоты выборок. Поэтому такой широкополосный шум ухудшает шумовые характеристики ADC. Теоретический SNR для ADC ограничивается неопределенностью апертуры, что определяется следующей формулой:

SNR = -20log(2 * pi * F_analog * t_irms)

В этом выражении произведена оценка для аналогового входа 201 МГц и 0.7 pS RMS джиттера, теоретический SNR ограничен 61 dB. Следует отметить, что это то же самое требование, которое использовалось бы на другой стадии смесителя. Поэтому системы, которые требуют очень широкого динамического диапазона и очень высоких частот на входе, также требуют очень низкого джиттера для кодирования исходного сигнала. Когда используются стандартные модули генераторов тактов TTL/CMOS, джиттер 0.7 pS RMS проверяется и для ADC, и для генератора. Самые лучшие показатели достигаются с теми модулями, у которых пониженный уровень шума.

При оценке общей производительности системы может использоваться более общая формула. Она построена на основе предыдущей формулы, но учитывает эффекты температурного шума и DNL:

Здесь F_analog это частота аналогового сигнала, t_jrms неопределенность апертуры, ξ средний DNL преобразователя (

0.4 LSB), v_noiserms тепловой шум в единцах LSB, N количество бит.

Хотя это простая формула, она дает больше понимания характеристик шума, которые можно ожидать от преобразователя данных.

Фазовый шум. Немотря на то, что фазовый шум подобен джиттеру тактов кодирования, эффекты от него для приемника несколько отличаются, но в конченом итоге дают тот же результат. Основная разница между джиттером и фазовым шумом состоит в том, что джиттер содает создает проблему в широкой полосе частот с равномерной плотностью вокруг частоты выборки, а фазовый шум является неравномерным распределением вокруг локального гетеродина, которое становится лучше, чем спектр дальше от основного тона. Как и в случае джиттера, чем меньше фазовый шум, тем лучше.

Поскольку локальный гетеродин (LO) микшируется с приходящим сигналом, шум LO влияет на полезный сигнал. Обработка смесителя в частотном домене является сверткой (обработка смесителя в домене времени представляет собой умножение). В результате микширования фазовый шум от LO добавляет энергию соседних (и активных) каналов, в результате они интегрируются в основной канал и уровень шума повышается. Это называется взаимным микшированием. Чтобы определить уровень шума в неиспользуемом канале, когда альтернативный канал занят сигналом полной мощности, предлагается следующий анализ.

И снова, поскольку GSM это сложная спецификация, приведем этот стандарт в качестве примера. Тогда будет верна следующая формула:

Здесь Noise это шум на интересующем канале, вызванный фазовым шумом, x(f) это фазовый шум, выраженный в нелогарифмическом формате, и p(f) функция спектральной плотности GMSK. Для примера предположим, что мощность сигнала GSM -13 dBm. Также предположим, что у LO фазовый шум постоянен по частоте (чаще всего фазовый шум уменьшается со смещением несущей). При этих допущениях, когда это уравнение интегрировано по полосе частот канала, получается простая формула. Поскольку x(f) предполагается постоянным (PN это фазовый шум), и интегрированная мощность полной шкалы канала GSM -13 dBm, получается следующая формула:

Noise = PN * Signal

или в логарифмической форме

Noise = PN + (-13dBm)

PN_req = Noise — (-13dBm)

Здесь PN_req это требуемый фазовый шум, поскольку требуется, чтобы фазовый шум был ниже теплового. Если предположить, что шум на смесителе такой же, как на антенне, можно использовать -121 dBm (шум на 200 кГц в антенне — P_a = kTB). Таким образом, фазовый шум LO должен быть меньше -108 dBm при смещении 200 кГц.

• Digital IF Processing, Clay Olmstead and Mike Petrowski, TBD, September 1994, pg. 30 — 40.
• Undersampling Techniques Simplify Digital Radio, Richard Groshong and Stephen Ruscak, Electronic Design, May 23, 1991, pg. 67 — 78.
• Optimize ADCs For Enhanced Signal Processing, Tom Gratzek and Frank Murden, Microwaves & RF reprint.
• Using Wide Dynamic Range Converters for Wide Band Radios, Brad Brannon, RF Design, May 1995, pg. 50 — 65.
• Exact FM Detection of Complex Time Series, fred harris, Electrical and Computer Engineering Department, San Diego State University, San Diego, California 92182.
• Introduction To Radio Frequency Design, W.H. Hayward, Prentice-Hall, 1982.
• Solid State Radio Engineering, Krauss, Bostian and Raab, John Wiley & Sons, 1980.

[Словарик]

AMPS Advanced Mobile Phone Service, аналоговый стандарт сотовой связи, относящийся к сетям первого поколения (1G).

AC alternating current, переменный ток.

ADC analog to digital converter, аналого-цифовой преобразователь (ЦАП).

AFC amplitude-frequency characteristic, амплитудо-частотная характеристика, АЧХ.

AGC automatic gain correction, автоматическая регулировка усиления (АРУ).

BER bit error rate, частота возникновения ошибок.

BPF band pass filter, полосовой фильтр.

BW band width, полоса частот.

C/I, CIR carrier-to-interference ratio, соотношение уровня несущей к уровню помехи. То же самое что S/I или SIR.

C/N carrier to noise, соотношение несущая/шум.

DAC digital-to-analog converter, цифро-аналоговый преобразователь, ЦАП.

dBFS уровень в децибелах от полной шкалы (Full Scale, FS).

DC direct current, постоянный ток.

DDC digital down-converter, цифровой преобразователь частоты вниз. Преобразовывает оцифрованный, ограниченный по полосе сигнал в сигнал низкой частоты с меньшей частотой дискретизации, чтобы упростить дальнейшие шаги (вычислительные затраты) по обработке сигнала. DDC может сохранять всю информацию в интересующей полосе частот исходного сигнала. Входные и выходные сигналы могут быть представлены в реальной и комплексной форме. Часто DDC преобразует выборки сырого радиосигнала на антенном входе или частоту ПЧ в комплексный сигнал интересующей полосы частот (из Википедии).

DNL differential nonlinearity, дифференциальная нелинейность обычно используется для качества преобразователей цифра-аналог (digital-to-analog, DAC, по нашему ЦАП) и аналог-цифра (analog-to-digital, ADC, по нашему АЦП). Этот параметр описывает девиацию между двумя аналоговыми значениями, соответствующими соседним входным цифровым значениям. DNL важная спецификация для измерения ошибки DAC, это основной параметр точности DAC. В идеале любые два соседних цифровых кода точно соответствуют выходным аналоговым напряжениям, различающимся на вес младшего значащего разряда. DNL показывает наихудший случай расхождения от идеального изменения в одном младшем разряде кода (из Википедии).

DSP digital signal processor, процессор для обработки сигналов.

FS frequency sample, частота выборок.

GMSK Gaussian Minimum Shift Keying, вид частотной манипуляции (модуляции), при которой используется фильтр Гаусса для сглаживания частотных перестроек при изменении значения информационного символа. В случае, когда информационный символ принимает два значения, манипуляция называется двоичной. Двоичная GFSK используется в устройствах по технологиям DECT (индекс модуляции равен 0.5 — GMSK), Bluetooth (номинальный индекс модуляции равен 0.32, Cypress WirelessUSB, Nordic Semiconductor, Texas Instruments LPRF, Z-Wave и Wavenis. Для передачи по Bluetooth минимальная девиация частоты при изменении значения бита равна 115 кГц (из Википедии).

IF intermediate frequency, промежуточная частота, ПЧ.

INL Integral Nonlinearity, интегральная нелинейность.

IP3, TOI Third-order intercept point, точка пересечения 3-го порядка. Метрика, связанная с оценкой искажений интермодуляции третьего порядка (third-order intermodulation distortion, IMD3), которые появляются в нелинейных системах и устройствах, таких как приемники, линейные усилители и микшеры. Параметр IP3 основан на идее, что нелинейность устройства может быть смоделирована полиномом низкого порядка, полученного посредством расширения рядов Тейлора. Точка перехвата третьего порядка связывает нелинейные произведения, вызванные нелинейным членом третьего порядка для линейно усиленного сигнала, в отличие от точки пересечения второго порядка, которая использует члены второго порядка (из Википедии).

LCR имеется в виду фильтр на основе индуктивности (L) и емкости (C), обладающий активным сопротивлением (R).

LNA low-noise amplifier, малошумящий усилитель.

LO local oscillator, местный генератор, гетеродин.

LPF low pass filter, фильтр низкой частоты.

LSB least significant bit, самый младший значащий бит.

MSB most significant bit, самый старший значащий бит.

MSPS mega samples per second, количество миллионов выборок в секунду — метрика частоты дискретизации сигнала.

NCO numerically-controlled oscillator, гетеродин, частота которого управляется цифровым кодом.

PDF probability density function, функция плотности вероятности.

RF radio frequency, радиочастота.

RMS Root Main Square, среднеквадратическое значение.

SAW surface acoustic wave, фильтр на поверхностных акустических волнах (ПАВ-фильтр).

S/I, SIR signal-to-interference ratio (SIR или S/I), коэффициент соотношения между основным сигналом и мешающим сигналом. То же самое, что и CIR или C/I. S/I представляет собой отношение между средним значением мощности принятого модулированного сигнала S (или C) и средним значением мощности принятой помехи I. Это так называемая перекрестная помеха (cross-talk), приходящая от других передатчиков, накладывающаяся на полезный сигнал (из Википедии).

SINAD signal-to-noise and distortion ratio, отношение сигнал / шум и коэффициент искажений, параметр оценки качества сигнала для устройств связи.

SFDR spurious-free dynamic range, отношение уровня основного сигнала к самому сильному паразитному сигналу на выходе. Это также определено как метрика, используемая для аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей (ADC и DAC соответственно) и радиоприемников. SFDR определяется как соотношение уровня RMS сигнала несущей (максимальный компонент сигнала) на входе ADC или выходе DAC к уровню RMS следующей самой большой компоненте помехи из-за гармонических искажений (которые называются как паразитный сигнал, «spurious» или «spur») на его выходе. SFDR обычно измеряется в dBc (т. е. по отношению к амплитуде сигнала несущей, carrier) или в dBFS (т. е. по отношению к полной шкале ADC). В зависимости от условий тестирования, SFDR наблюдается на заранее определенном окне частот или на DC, до частоты Найквиста преобразователя ADC или DAC (из Википедии).

Самый простой DSP приёмник VITE VT-111 (Basbon DS-858)

Самые популярные товары с Али по лучшей цене здесь

Самый простой DSP приёмник VITE VT-111 (Basbon DS-858)

Местный автор давно и втихаря увлекается приёмо-передающей техникой, в том числе и бытового назначения. Поскольку в Стране с этим с некоторых пор глухо и безнадёжно, все девайсы в основном приезжают к нам из Поднебесной. Некоторые из них в этом блоге даже обозревались.

Правда, если Вы из любопытства отправите свой браузер на Алиэкспресс, дабы сориентироваться в предложении рынка, то весьма быстро поймёте: качественные приёмники сегодня строятся на базе DSP чипов (цифровой тракт), и они довольно дороги. Цены на всеволновые модели начинаются от 40-50 долларов, а за версию с SSB так и вовсе просят в районе $80 и больше. И это модели начального уровня.

Будем честны перед собой: для большинства граждан Страны это дорого. И со словами «да ну его нафиг, перетопчемся» их браузеры в разочаровании покидают бескрайние просторы Алиэкспресса. Хотя поиск по сайту чудесен, и при правильно сформулированном запросе всё-таки способен порадовать.

Местный автор, как потомственный извращенец, весьма любит изощряться в написании разных слов на импортом языке, так что для него не составляет труда находить замечательные девайсы чуть ли не по себестоимости. Например, за приёмник с функционалом, в среднем по рынку оцениваемым где-то в $30, местный автор заплатил $11.12, причём в привычных Вебманях. И, наверное, это уже интересно.

Сразу нужно обратить внимание, что это всеволновой приёмник, и именно на DSP чипе. Размер карманный, но принимает длинные, средние, короткие и ультракороткие волны, причём последние аж в четырёх поддиапазонах. Само собой, цифровой дисплей настройки, сканирование станций (можно с записью в память), и прочие плюшки прилагаются.

Забегая вперёд, хочется отметить, что хотя на морде приёмника кнопок управления мало, и каждая из кнопок выполняет ещё и работу по совместительству, само управление довольно логичное и интуитивно понятное. Нет нужды писать на бумажке памятку, что где нажимать. Приёмник вполне можно подарить представителям старшего поколения, у которых с кнопочками всегда какие-то проблемы, но данный девайс их в тупик не поставит.

В общем, вещь достойная внимания. Обозрим её, вдруг кому тоже понравится. Тем более, что модель практически не известная в Рунете, и почитать о ней почти совсем нечего.

Всеволновой DSP приёмник VITE VT-111

После заказа у китайцев приёмника в одном из двух написаний этой модели (VITE VT-111, Basbon DS-858), доблестная Почта России спустя 3-4 недели выдаст Вам малый пакет с тщательно помятой коробкой. Которая в молодости выглядела чуть лучше, но за фото непорочной коробки надо идти в интернет:

Местный автор не любит коробки с китайскими иероглифами, а также иероглифические надписи у кнопок самого девайса — он заказывал себе модель VITE VT-111. Однако на самом деле это просто перемаркированная модель Basbon DS-858. Если присмотреться, на корпусе даже видно остатки маркировки Basbon, поверх которой накатана надпись VITE. А внутри так и вовсе плата от модели Basbon DS-858 без всякой ретуши.

Если кому интересны приключения девайса в пути, то они не выдающиеся, и трек довольно лаконичен:

Внутри коробушки будет сам приёмник в пупырке, инглиш мануал к нему, да наушники.

Мануал мы, естественно, читать не будем, да и не получится без микроскопа, наушники вряд ли пригодятся, а вот тушка приёмника со всех сторон должна быть без промедления сфотографирована. Далее почти все картинки кликабельные.

Сперва озадачимся питанием. В соответствии с маркировкой на корпусе приёмника, нам понадобятся два элемента типоразмера АА, причём они могут быть аккумуляторами. Как показала практика, приёмник нормально работает при разрядке элементов до напряжения 1 Вольт на каждом, после чего начинает мигать индикатором батареи, и иметь бледный вид дисплея. Для аккумуляторов же предельным напряжением при разряде считается уровень в 0.95 Вольта, так что аккумуляторы здесь подходят идеально — они отдают полный заряд, на который способны.

На фото видно, что сзади есть какая-то откидная крышечка.
Это вот что такое, до и после:

С помощью такой подставки приёмник можно установить наклонно, и он будет орать не куда-то вверх или вбок (в режиме лежания или стояния), а прямо в голову пользующегося. Плюс так удобнее наблюдать дисплей, да и кнопки нажимать сподручнее. Причём антенне это не мешает — она вращается и гнётся в любую сторону. Её в наклонном положении приёмника можно поставить почти вертикально.

Тут также видно, что на боковой грани есть физический (механический) выключатель питания в дополнение к электронному, гнездо под наушники, и микро-USB разъём. Подойдёт стандартная зарядка от смартфона, так как потребляемый ток (максимально 250 mA) невелик, и любая зарядка его без проблем выдаст. Не говоря уж об USB порте компьютера или хаба.

Спереди есть 12 кнопок, и ни единой ручки для верчения — кручения:

Характеристики приёмника VITE VT-111

Сперва надлежит нарисовать табличку с диапазонами, это интересно:

Обратите внимание, что в диапазоне длинных и средних волн шаг настройки частоты бывает 9 и 10 кГц, и в так называемом «белом мире» используется 9 кГц. Где применяется альтернативное значение, местный автор не имеет понятия, но при заказе девайса от продавана следует требовать девятикилогерцового шага настройки.

В табличке деление на КВ диапазоны условное. Приёмник не имеет такой строгой разбивки, он позволяет непрерывно принимать весь диапазон 3.2 — 21.9 МГц. Но, естественно, переход к началу каждого из диапазонов предусмотрен. Правда, тут отсутствует «тропический» диапазон 120 м (2300 — 2495 кГц), польза которого в наших широтах нулевая, так что и Аллах с ним. Но вместе с тем недоступен и очень ценный «дневной» диапазон 11 м (25670 — 26100 кГц), чего уже очень жаль.

Что касается чувствительности по диапазонам в неких почти идеальных условиях (нет помех и внеполосных мощных станций), то производитель обещает следующее:

ДВ, СВ: лучше 10 mV/m.
КВ: лучше 60 uV/m.
FM: лучше 18 dB.

Прокомментировать это можно так: заурядная чувствительность, характерная для вещательных приёмников на ДВ, СВ и КВ, а вот с УКВ не очень понятно. Какая-то странная единица измерения чувствительности, ибо всегда она приводится в микровольтах uV , при оговоренном соотношении сигнал/шум. Так что тут будем посмотреть на практике, по характеристикам производителя пока что мы фэнь-шуя не наблюдаем.

Для второго диапазона FM оговорено лишь разделение между стереоканалами, не хуже 32 dB.

Ток потребления:
В выключенном состоянии (работают только часы): 0.055 mA.
В режиме сканирования: 35 mA.
Приём с нулевым уровнем громкости: 36.7 mA.
Приём с максимальным уровнем громкости: около 110 mA.

Тут тоже особо комментировать нечего. При негромком приёме потребление на уровне 45-50 mA высадит стандартно используемые в таких случаях Энелупы дней за десять, если слушать приёмник по 4 часа в день. Мало у кого есть столько свободного времени, так что заряжать аккумуляторы придётся не чаще раза в месяц, а то и того реже.

Управление приёмником VITE VT-111

Давайте изготовим кликабельную макрофотографию кнопок на морде приёмника — глядючи на неё, удобнее осваивать управление девайсом:

При вставленных элементах питания и включенном тумблере на правой боковой грани, первой мыслью будет установка верного показания часов. Это просто — длительно зажимаем кнопку «TIME», пока не замигают цифры на индикаторе. Далее в ход идут кнопки «HOUR» и «MINUTE», назначение которых и так понятно.

Тут обратите внимание, что режим работы часов — 12-ти часовой. На дисплее слева от часов отображается либо «AM», либо «PM». Сам дисплей, сфотографированный под таким углом, чтобы можно было наблюдать вообще все имеющиеся на нём индикаторы и сегменты, удалось выгуглить, хотя качество и поганое:

К сожалению, на фото дисплей от китайской версии приёмника (которая под маркой Basbon DS-858, так что там есть иероглифы. У нас их не будет.

После выставления часов через некоторое время девайс сам выйдет из режима настройки. Если теперь коротко нажать на клавишу «TIME», на дисплее отобразится будильник. С ним обращаются в точности так же, как с часами — вход в режим установки по долгому нажатию клавиши «TIME», а дальше оперирование кнопками «HOUR» и «MINUTE».

В качестве будильника присутствует последняя прослушиваемая Вами станция, причём с той громкостью, с которой Вы её слушали. Всё традиционно и без затей.

Больше с девайсом сделать ничего нельзя, пришло время включить приёмник.

Вот тут будете смеяться, но две кнопки, «MUTE» и «ON/OFF» по сути есть одна и та же кнопка, но в задублированном исполнении. Прямо как у космонавтов — если одна откажет, то всегда есть запасная. Ну да и ладно, просто особенность такая.

Долгое нажатие на любую из них включает и выключает приёмник, а короткое нажатие (опять-таки на любую из них) — выключает звук при уже включенном приёмнике.

Теперь пришла пора выбрать какой-нибудь диапазон.

Для этого применяются те самые кнопки, которые мы уже нажимали при настройке часов и будильника. Они отвечают каждая за свой набор диапазонов.

«SW» при коротком нажатии по циклу перемещает приёмник в начало таких диапазонов: 60, 49, 31, 25, 19, 16, 13 метров. Соответствие метров мегагерцам можно установить из таблички выше по тексту. Оно довольно быстро запоминается.

Кнопка «MW» ответственна за приём длинных и средних волн. Они переключаются так же циклически.

Кнопка «FM» позволяет выбрать один из двух радиовещательных диапазонов, либо один из двух телевизионных. Про последние местный автор ничего сказать не может, так как не шибко понимает, какой в них смысл. Особо когда аналоговое телевидение исчезает даже в регионах, а «цифра» идёт уже совсем в другом формате.

Кнопки настройки «TUNING» можно нажимать тремя разными способами. Короткое нажатие смещает настройку на один шаг в данном диапазоне, длинное — перемещает настройку на ближайшую станцию, а если кнопку зажать и не отпускать, то частота будет листаться по шажочку до тех пор, пока кнопка не будет отпущена. Практикуется для быстрого перемещения по диапазону.

Как понимаете, отстраиваться можно как вверх по частоте, так и вниз.

Про кнопки громкости «VOLUME» и сказать нечего 🙂

Отдельно следует остановиться на кнопке «FAVORITE». Это так называемая «любимая» станция, в пределах любого диапазона. Прослушивая любимую станцию, длительно нажмите эту кнопку, пока индикатор частоты на дисплее не мигнёт. Теперь короткий клик в эту кнопку включит приём выбранной станции.

Что удобно, для включения приёмника можно не жать длительно на официальный выключатель питания. Короткое нажатие кнопки «FAVORITE» является альтернативным вариантом включения девайса, да ещё и сразу на любимой станции.

Ну и у нас остались ещё две кнопки, которыми Вы вряд ли будете активно пользоваться.

Длительное нажатие на «MEMORY» включит сканирование от того места, на которое приёмник настроен, вверх по частоте. Все найденные станции записываются в память диапазона. Если диапазон закончился, но память диапазона (20 ячеек на диапазон) не исчерпалась, то приёмник встаёт в начало диапазона, и продолжает искать и запоминать станции. До тех пор, пока не исчерпаются все ячейки памяти этого диапазона, либо диапазон не будет пройден полностью.

Вот тут и окажется, что 20 ячеек для радиовещательного диапазона FM слишком мало, для КВ никакая память вообще не нужна вследствие изменения прохождения радиоволн в зависимости от времени суток, а на ДВ и СВ слушать ровным счётом нечего, и память там просто не используется.

Однако, если Вы всё-таки займётесь запоминанием станций, то короткое нажатие кнопки «M+» и последующее листание кнопками «TUNING» позволит быстро перейти к нужной станции.

Эта же кнопка имеет второе гражданство, и под именем «LOCK» позволяет заблокировать, а потом разблокировать клавиатуру. Для этого жать на неё надо долго. Индикация включенной блокировки (ключик на дисплее) предусмотрена. Зачем нужен сам режим, не очень понятно. Кнопки довольно тугие, случайно или самостоятельно они не нажмутся ну никак.

Чувствительность приёмника VITE VT-111 на разных диапазонах.

Из литературных данных известно, что на СВ и особенно ДВ он довольно тупой. Люди даже разбирали девайс, и доматывали катушку ферритовой антенны до получения лучшей чувствительности. Видимо, по принципу «больше витков намотаем — больше ЭДС получим».

К сожалению, в условиях города оба этих диапазона загажены импульсными помехами, да и радиовещание давно не ведётся. Радиопередающие центры с их громадными антеннами давно снесены, а на их месте возводятся поместья и прочие красивые домики непростых людей. Потому как территория уже надёжно огорожена, и даже охраняется. Так что никаких надежд на возрождение радиовещания в ДВ и СВ диапазонах нет.

На КВ всё проще — ставим на подоконник рядышком исследуемого китайца с DSP, и какой-нибудь традиционный аналоговый, и весьма неплохой Tecsun S-2000. Оба имеют режим сканирования, и, что удивительно, находят одни и те же станции. Без пропусков одним приёмником того, что найдено другим.

К сожалению, в местной локации в принципе не слышно ничего, кроме китайцев. Они идут очень мощно, хотя и федингуют. Правда, когда диапазон только «открывается», это вполне может быть эмуляцией дальней и слабой станции. В этих условиях приёмник с DSP VITE VT-111 прекрасно обнаруживает такую станцию в режиме сканирования, хотя собственно речь даже пока ещё и не разобрать.

Кажется весьма сомнительным, чтобы копеечный приёмник на копеечном же чипе имел чувствительность, соизмеримую с неплохим супергетеродином, со всеми его контурами и фильтрами в тракте. Наверное, первое впечатление поверхностно, и действительно дальние станции взять будет не так просто. Чтобы это понять, надо выехать с ночёвкой на природу.

Для оценки же приёма УКВ диапазона выезжать никуда не надо.
Всё можно сделать прямо здесь и сейчас.

Есть у местного автора помещение, весьма близкое к клетке Фарадея. Самая мощная радиовещательная станция FM диапазона там прослушивается едва-едва, утонув в шуме. Причём ловится она не на всё подряд, а на действительно чувствительный приёмник. Эталоном которого по праву считается FM диапазон радиостанции BaoFeng UV-5R — по прикидкам местного автора, там чуть ли не микровольтная чувствительность. Причём реальная, а не высосанная из пальца или даташита.

К слову сказать, DSP FM приёмник TECSUN PL-118 не смог принять в тех же условиях ничего. Хотя чувствительность у него хороша. Но, видимо, недостаточно.

Но VITE VT-111 таки поймал нужную станцию, хотя и очень слабо. То есть по реальной чувствительности загадочные 18 dB как-то соотносятся с примерно пятью микровольтами или меньше, но всё-таки есть оговорки.

Так, в нормальных условиях приёма там, где TECSUN PL-118 ясно и чётко вещает при полностью сложенной антенне, VITE VT-111 отказывается повторять этот подвиг — антенну приходится выдвигать. Как это соотносится с предыдущими двумя абзацами, непонятно. По всей видимости, в экранированном помещении тупо нету помех, и это позволяет реализовать наивысшую чувствительность. В реальной жизни, и особенно в большом городе, внеполосных помех масса, и приёмник слегка «затыкается».

Если это действительно так, то приёмник VITE VT-111, грубо говоря, поставленный на системный блок, не будет работать хорошо. Имейте это ввиду при планировании его использования в условиях электронного смога.

В этом месте становится интересно, что же такое там внутри.

Внутренний мир приёмника VITE VT-111.

Приёмник разбирается очень просто, и со снятой задней крышкой выглядит так:

Сразу видно, что динамик довольно неплох, 57 мм диаметром. Такого вполне достаточно для получения необходимой громкости без искажений.

Ферритовая антенна так себе. И стержень короткий, и закреплена она рядом с металлом. Понятен замысел конструктора как можно дальше отнести катушку антенны от цифровой части, как и то, что в небольшом корпусе (125 х 77 х 20 мм) добиться этого не так-то просто. Решение компромиссное. Но выводы у катушки можно было бы сделать и покороче — зачем вот этот бантик тут нужен?

Плата односторонняя, материал платы самый дешёвый. Всё, что может оторваться, обильно залито клеем. Наверное, в итоге не оторвётся.

Винтиков китайцы не пожалели. Их клеем заливать не стали, что и хорошо — винтики можно отвинтить, и посмотреть, что с той стороны. С этой-то смотреть не на что, кроме проводочков, сечение и изоляция которых взяты с откровенным запасом. Видимо, из того, что было под рукой.

Может показаться, что плата в районе кнопок чем-то обильно заляпана. На самом деле так на фото выглядит прозрачный скотч, которым зафиксированы на контактных пятачках платы пружинящие кнопки. Таким образом, если какая-то кнопка вдруг помрёт, её ремонт не будет Вам стоить ничего.

С обратной стороны тоже не шибко много деталей. Виден контроллер, причём в полноценном корпусе, а не в виде традиционной «кляксы», энергонезависимая память, и самые простые кнопки.

Откручиваем дисплей, отогнув в стороны светодиоды подсветки:

К схеме у нас прибавилась дюжина деталей, и DSP чип. Это исключительно китайская разработка, но, судя по даташиту AKC6951, чип довольно хороший.

Комментарии к увиденному.

Собственно, сами собой напрашиваются два вывода.

Обозреваемый тут девайс явно собирался не в заводских условиях, это какое-то полукустарное производство. В заводских условиях контроллер обычно лепят в исполнении «клякса», так дешевле. Но для этого требуется специальный робот, который стоит денег. И раз производитель вынужден паять контроллер в полноценном корпусе (он дороже), видимо, это неспроста. Доступа к роботу нет, а потому это явно не завод.

С другой стороны, производитель приёмника не пошёл по традиционному пути. Обычно тупо берётся чип фирмы Silicon Labs из вот этого списка, и получается стандартный приёмник со стандартными характеристиками. За стандартную же цену. К счастью, в этот раз так не случилось.

Тут мы имеем дело с китайским импортозамещением, что благоприятно сказалось на цене. Но, что более важно, китайский чип AKC6951, в отличие от чипов Silicon Labs, работает, начиная с двух вольт. Что, как отмечалось выше, позволяет его питать от двух металлгидридных аккумуляторов, причём снимая с них полную ёмкость. И вот это бесценно — китайские инженеры хорошо подумали головой над вариантами использования микросхемы перед тем, как приступить к её проектированию.

Ну а крайне демократичная цена девайса тут идёт всего лишь приятным бонусом.

Само собой, у любого девайса найдутся не только сильные стороны, но и слабые. Так, местному автору совершенно не понятно, зачем в приёмнике делать подсветку экрана дисплея (включается автоматически на несколько секунд при нажатии любой кнопки, если на часах вечернее или ночное время) красным светодиодом, наперёд зная, что при такой подсветке не разглядеть ни черта.

Да, местный автор в курсе, что белому светодиоду нужно 3V и даже чуть больше, а их в приёмнике может и не оказаться. Но в том же Tecsun PL-118 при таком же питающем напряжении совершенно шикарная белая подсветка (вероятно, лампочкой) — вот почему бы не сделать так же?

Хотя, в полном аналоге этого аппарата, приёмнике CS-106, подсветка исполнена на белом светодиоде, и она вполне работает — ведь смогли же? В остальном между VITE VT-111 и CS-106 различий нет вообще.

Ну и раз производитель вмонтировал гнездо питания от 5 Вольт (по даташиту микросхемы, кстати, наивысшее напряжение составляет 4.5 Вольт, и, таким образом, оно превышается), почему бы не предусмотреть подзарядку аккумуляторов?

Но это всего лишь ворчалки местного автора, а не приговор.

О механическом выключателе питания сбоку.

Поначалу не совсем понятно, зачем он вообще нужен, если есть электронный кнопочный выключатель. Вроде как лишний абсолютно.

Но логика таки есть.

Механический выключатель обесточивает всё, кроме часов. Гаснет дисплей, все кнопки перестают работать. Но сами часы при этом идут, не сбиваются.

Этот режим можно рассматривать как предохранитель, запрещающий приёмнику самопроизвольно включиться в недрах чемодана или рюкзака. Если что-то невзначай нажмёт ему на кнопку включения питания.

Теперь о реальной чувствительности.

Хоть и тяжело читать даташит из китайских иероглифов, выяснилось, что во втором FM диапазоне чувствительность чипа заявлена как 7 dBuV при соотношении сигнал/шум 30 dB. В привычных нам микровольтах это будет 2.2 — понятно, что измеряется она по согласованному входу, путём подачи сигнала через коаксиальный кабель с правильным волновым сопротивлением, и всё такое. Ясно, что в реальной конструкции всего этого нет. Но то, что в итоге могло получиться что-то около 5 uV, вполне допустимо. По экспертной оценке, где-то так оно и есть. А это хорошая цифра.

Для качественного приёма стерео требуется чуть больший сигнал, соответствующий чувствительности 15 uV. Это по даташиту.

При приёме на ДВ и СВ на ферритовый стержень 80 мм с индуктивностью катушки 350-450 uH производитель чипа заявляет чувствительность 12.6 mV при соотношении сигнал/шум 20 dB. Как видим, производитель приёмника даёт соизмеримую цифру, но при этом немного льстит себе. Или использует феррит с большей магнитной проницаемостью. А может быть, намотал катушечку побольше.

Примечательно, но в даташите ничего не сказано про чувствительность на КВ диапазоне. Похоже, она просто никак не нормируется, что доставляет.

Выводы.

Как ни удивительно, поделие дядюшки Ляо себестоимостью где-то в 10 баксов, продающееся с наваром в бакс, изготовленное полностью в рамках концепции китайского импортозамещения исключительно для внутреннего же китайского рынка, и просочившееся на внешний рынок только благодаря гибкой ценовой политике, демонстрирует неплохие характеристики и удачное юзабилити. Внешний вид тоже не вызывает никаких нареканий — всё аккуратно и надёжно. Хотя внутри фэнь-шуй не полный.

В качестве карманного всеволнового радиоприёмника VITE VT-111 пригоден к использованию без всяких оговорок. В нише DSP он вообще вне конкуренции благодаря своей цене. Идеален как подарок, но хорош и для повседневного использования. Его не жалко невзначай убить.

К сожалению, ничего подобного при соизмеримом качестве и в той же ценовой категории более на рынке не наблюдается. Уникальная, можно сказать, вещь. Особенно для радиолюбителя с руками, которому не составляет труда перерезать на плате пару дорожек, да впаять две лишних деталюшки. Организовав тем самым подзарядку аккумуляторов, что можно встретить лишь в моделях долларов за 40 и выше.

Кстати, о «ценовой категории».

Как мы понимаем, рядовой потребитель ровным счётом ничего не понимает в технологиях, и ориентируется исключительно на юзабилити и внешний вид. Он ставит в один ряд это изделие, и те же Тексуны, но моделей, начинающихся на R (традиционные и очень недорогие приёмники). И далее имеет мысль:

«Странно. Вот нормальный приёмник с ручкой настройки. И крутилка громкости есть. Шкала человеческая, со стрелкой. А тут кнопки какие-то, дисплей с циферками — как пользоваться этой хренью?»

В итоге рядовой потребитель выберет что попроще, пусть и за ту же цену. А DSP модели со всей их электроникой и инновациями продаются вяло. Причём настолько, что на них постоянно учреждаются скидки. В частности, тот же VITE VT-111, но под маркой VBESTLIFE CS-106 местный автор приобрёл всего за $8.74.

Что впоследствии выяснилось.

Человек из Китая на одном из форумов отметил, что данный приёмник предназначен для студентов университетов и колледжей Поднебесной. Именно поэтому он содержит многочисленные и «странные» FM диапазоны, которых обычно в приёмниках нет. Так можно слушать местные передачи кампусного вещания — там транслируются общеобразовательные курсы и отдельные предметы. Кампус имеет право учредить некоторое количество маломощных TV каналов, принимаемых только на территории кампуса.

Сценарий использования.

По прошествии года использования стало понятно, что несмотря на наличие памяти и кнопочек работы с ней, юзер этой памятью оперировать не склонен. Абсолютно.

Обращается с этим приёмником юзер прямо как с аналоговым — тупо настраивается на нужную станцию вручную. Хочется послушать другую — перестраивается на неё. Тоже вручную. Помнить, в какую именно ячейку памяти прописана частота нужной станции, и гнуть пальцы, тыкая в кнопки, юзеру просто лениво.

И, кстати, клонов у этой модели очень много. С немного разной прошивкой контроллера. Настоятельно рекомендуется выбирать вот такой клон:

Хоть в нём нет никаких изысков (например, таймера отключения обнаружить почему-то не удалось), но зато подсветка дисплея белая и яркая. Вот прямо как нарисовано.

DSP в любительской радиоаппаратуре

Современные трансиверы с DSP технологией уже давно появились на рынке и, кажется, оповещают звоном триумфальное шествие цифровой обработки сигналов. Что же дает цифровая обработка сигналов — DSP?
Для тех, кто еще не знает, что такое DSP (Digital Signal Processor) — это цифровой процессор, предназначенный для специальной цифровой обработки сигналов. Аналогично DSP существовала и существует до сих пор хорошо известная аналоговая обработка сигналов — ASP. В целом же, DSP не такое уж новое устройство. Более 20 лет назад, с появлением TTL — электроники, некоторые соответствующие задачи стали реализовывать на цифровых микросхемах, но тогда эти устройства еще не получили название DSP.

В радиолюбительской практике уже в 1975 году появилась схема 10Гц фильтра для CW, автором которой является Рей Петит — W7GHM. В те времена использовались простые схемы. Сегодня же цифровые процессоры позволяют решать множество разнообразнейших задач. Своему дальнейшему развитию любительская радиосвязь обязана именно появлению DSP процессора — интегральной микросхемы с большой степенью интеграции.

Теорию цифровой обработки сигналов невозможно описать вкратце. Но в ARRL Handbook наиболее важные положения описаны на 18-ти страницах.

Очевидно, что далеко не все возможности DSP в области радио уже исчерпаны. О наиболее важных из них, на сегодняшний день, мы имеем хорошее представление. Самыми большими ограничениями применения DSP являются верхняя граничная частота обрабатываемого сигнала и пока еще высокая цена, поэтому DSP используются, в основном, в высококлассных устройствах. Некоторые модели DSP работают на частотах до 10 МГц. Если же требуются большие объемы математических вычислений по обработке сигналов, то приходится ограничиваться частотами до 100 кГц. Например, для реализации полосового фильтра промежуточной частоты (ZF-фильтр).

К целому ряду преимуществ, уже предоставляемых DSP, добавилась возможность снижения искажений при модуляции речевым сигналом. Человеческая речь, с точки зрения ее обработки, обладает чрезмерной избыточностью. Большой динамический диапазон речи и музыки можно сжать, но при этом возникают проблемы с приданием естественности и разборчивости.

Все попытки оптимизировать речевую передачу с помощью аналоговых устройств были не особенно удачными. DSP позволяет управлять амплитудно-частотной характеристикой тракта приема-передачи без внесения каких-либо видимых искажений. А перемодуляции, которая вызывает пресловутые «Splatters», можно избежать.

Существует естественный барьер, препятствующий новым видам передачи. Этим барьером является инерция самих радиолюбителей. Достаточно вспомнить о том, какая инерция проявлялась при переходе от AM модуляции к SSB. Передача цифровых сигналов производится в полосе SSB канала (AFSK). Будут ли задействованы другие методы модуляции покажет будущее. Остается только подождать. Но, в тоже время, практически не сдают свои позиции старый Бодо — RTTY и щелкающий телеграф.

Новые DSP демодуляторы работают значительно линейнее, чем аналоговые SSB детекторы и более помехоустойчивы. Несмотря на то, что их схемы различны, — функциональное предназначение однотипно. Автоматическая настройка на однополосный сигнал с помощью DSP будет рано или поздно решена — это вопрос времени и пресловутый «голос Буратино» уйдет в прошлое.

Теперь о двух важнейших применениях DSP, которые уже можно использовать на практике. С их помощью приемная техника становится наиболее эффективной.

Фильтры для устранения шумов и помех.

В радиоприемниках цифровая обработка демодулироваииых сигналов превосходит вое известные способы аналоговой обработки. В США в профессиональной технике подобные устройства получили название DENOISER — шумоподавитель. Но могут употребляться и другие обозначения.

В DENOISERe цифровым фильтром выделяется НЧ область, в которой распознаются связанные когерентные сигналы (частоты), а фильтровые коэффициенты вычисляются с помощью специально адаптированных LMS-алгоритмов по Hoff-Widrow методике. На английском языке этот процесс называется «Dynamic peaking around all cohereni signals». Шумы радиоприемника, которые, как правило, осложняют прием слабых сигналов, могут быть снижены на 10—20 дБ.

Цифровой Notch-фильтр определяет и реагирует на все помехи в полосе пропускания и ослабляет их, не требуя ручной подстройки, причем степень ослабления превосходит известные нам аналоговые Nolch- фильтры, и может достигать 50 дБ.

SSB операторы, страдающие от телеграфных помех, могут практически забыть про них, поскольку CW сигнал прослушивается в качестве еле слышимых щелчков. Более того, фильтр автоматически заглушает даже собственные свисты (пораженные точки), В новых трансиверах часто встречается название Auto Notch. Но пренебрегать аналоговым Notch-фильтром пока не следует, он может быть полезен в режиме CW.

Существенное ослабление помех — это хорошее приобретение для радиоприемника. Некоторые сигналы, благодаря DSP обработке, становятся более разборчивыми, Но к использованию DSP еще надо привыкнуть, поскольку в зависимости от степени ослабления помех наблюдается некоторое «обезличивание» принимаемых корреспондентов. Вместе с ослаблением помех очень эффективно происходит снижение шумов, но еще большего чуда от Denoiser’a ожидать ие приходится.

Цифровые фильтры для приемника.

Если, что и может вас заинтересовать для обеспечения селекции в радиоприемнике, так это способность DSP реализовывать хорошую фильтрацию в области промежуточной и низкой частоты. С помощью соответствующего программного обеспечения становится возможным выполнение разнообразных режимов фильтрации. Легко реализуются цифровые полосовые фильтры и фильтры низких и высоких частот, которые могут быть наделены различными свойствами. На сегодняшний день существуют два способа цифровой фильтрации.

Фильтр с импульсной характеристикой бесконечной длительности — IIR (Infinite Impuls Response) для своей реализации не требует сложного программного обеспечения. По своим характеристикам IIR близок к аналоговым фильтрам. Подобные фильтры обладают незначительной групповой задержкой в полосе пропускания.

Фильтр с импульсной характеристикой конечной длительности — FIR (Finite Impuls Response) требует серьезной программной поддержки и с его помощью могут быть реализованы лучшие характеристики — он обладает высокой крутизной, малой неравномерностью в полосе пропускания и малыми фазовыми искажениями. И в отличии от аналоговых фильтров не вносит отражений.

DSP фильтры в не конкуренции, особенно, если требуется узкополосная фильрация, например, фильтрация в полосе 250 Гц с коэффициентом прямоугольности. Даже полосы пропускания для специальных режимов, таких как EME и CCW — 50 и 10 Гц, соответственно, могут быть легко реализованы с помощью DSP.

К недостаткам можно отнести то обстоятельство, что FIR фильтры имеют несколько большую групповую задержку от 10 до 100 мс, которая может сказываться при работе Amtor/Pactor Dx. Обычно принимается в расчет задержка от 18 до 32 мс. Таким образом, особого выигрыша здесь нет.

Как было отмечено выше, появляется все больше новых траисиверов, предоставляющих возможность точной настройки с шагом 1—2 Гц. При каком значении полосы пропускания возможен компромисс между повышенной четкостью приема и более затруднительной настройкой, предстоит выяснить только на практике. К употреблению очень узкополосных фильтров необходимо привыкнуть, особенно, если раньше не приходилось иметь с ними дело. По всей видимости, хорошо будут читаться телеграфные сигналы с 50 Гц DSP фильтром, хотя это и противоречит теории.

Границы цифровой обработки сигналов.

Только в редких случаях становится заметным то, что DSP фильтры ие идеальны.

На рисунках показаны типичная АЧХ NF фильтра с полосой пропускания 200 Гц. Измерения проводились в лаборатории ARRL. Из графика видно, что справа и слева от полосы пропускания расположено множество всплесков АЧХ с внеполосным затуханием — 52 дБ. Несколько усовершенствованные алгоритмы цифровой обработки позволяют отодвинуть эту границу до — 60 дБ. Больших достижений добиться пока не удается. Все сведения о прямоугольности DSP фильтра основываются на этих данных и нигде не удается встретить более достоверную информацию.

Для нормального применения DSP предельная частота уже называлась и сейчас прилагаются усилия, чтобы увеличить верхнюю границу до 455 кГц.

Хорошо известно — все цифровые схемы создают сильные помехи в широком спектре частот и DSP также не являются исключением, поэтому необходима тщательная экранировка и хорошая развязка по цепям питания. Как бы не были хороши цифровые фильтры с их узкополосностью и крутизной скатов, они не могут существенно исправить то, что происходит в широкополосной части приемника — интермодуляцию и т.п.

Еслн кварцевые фильтры очень чувствительны к фазовым сдвигам, то и DSP фильтр пока не может снять эту проблему. Это является одним из недостатков DSP NF-фильтра.

Структурная схема DSP:

На рисунке показана типичная схема DSP NF фильтра. Ее автор W9GR. И хотя это любительская конструкция, но по такому же принципу строятся и профессиональные устройства. Основное достоинство структурных схем — их наглядность. Важнейшими компонентами являются AD/DA (аналого-цифровые и цифро-аналоговые) преобразователи. Здесь используются 8-ми разрядные преобразователи, которые выбраны только из-за сходной цены, но не является исключением использование и 12-13-ти разрядных преобразователей. Более совершенные DSP рассчитаны для обработан 16-ти и даже 32 разрядных слов.

Тактовая частота DSP — 20 МГц, но уже встречаются DSP с тактовой частотой — 40 МГц и выше. На входе и на выходе DSP установлены активные низкочастотные фильтры, а в дорогих устройствах — интегральные SC фильтры. Управляющая программа, хранящаяся в PROM (ПЗУ), определяет свойства цифрового фильтра — ее поставляет производитель. Она является гордостью разработчика, стоит дорого и ее, как правило, держат в тайне. Хотя имеются некоторые отличия в схемных решениях разных производителей, ио абсолютного превосходства нет ни у кого. Цифровые устройства строятся таким образом, чтобы имелась возможность замены микросхемы PROM с имеющейся программой иа более совершенную.

Среди производителей выделяются три фирмы, которые выпускают полные комплекты микросхем для построения DSP. Это Texas Instruments, Analog Devices и Motorola. Для каждого определенного применения они поставляют простые и более сложные микросхемы. 32-х разрядные DSP фирмы Motorola позволяют расширить их области применения, но они существенно дороже.

Dsp радиоприемник что это

НАХУЙ
официальный сайт символического направления
приветствует вас,

Здесь расположено официальное представительство НАХУЙ в интернете. Сюда посылают.

Что же это значит?!

Если вы оказались на этой странице, это означает только одно: вас послали нахуй. Грубо, но элегантно: прислав эту ссылку.

Как же такое могло случиться со мной?!

• Вы утомили собеседника глупыми вопросами, просьбами или советами.
• Вы обидели собеседника неосторожным высказыванием: задели его религиозные, политические, музыкальные и прочие взгляды и вкусы, либо иным образом вторглись в его внутренний мир и подвергли критике то, чем он дорожит.
• Вам намекают о том, что не вернут долг, не заплатят за работу, отказывают в сексуальной близости.
• С вами просто не хотят общаться. Такое тоже бывает.
• Но в вашем случае причина проста:

Есть конечно вариант, что вы попали на эту страницу случайно, найдя ее, например, в поисковике. Задумайтесь: быть может, вам надо серьезно пересмотреть свои взгляды на жизнь, если даже поисковики стали по своей инициативе предлагать вам пойти нахуй?

Что же мне теперь делать?!

• Пересмотреть свое отношение к этому человеку.
• Всерьез на него обидеться.
• Поставить закладку, и в следующий раз послать ссылку тому, кого хотите послать нахуй вы.
• Если ваш собеседник плохо понимает написанное — пришлите ему ссылку для слепых, рисунок или логотип, выбрав подходящий шедевр в нашей медиатеке
• Но главный вам совет на будущее:

• Запомните: вы не первый, кого послали нахуй, и не последний. Эта страница была открыта 9 января 2004, и нахуй сюда послали уже более 98507023 человек.
• Остерегайтесь подделок: эта страница изначальная и единственная. Мы постоянно совершенствуем её.
• Знайте: благодаря особому интерактивному устройству, всякий раз, когда кто-нибудь идёт нахуй, в штаб-квартире Официального направления раздается из колонок тихий печальный вздох. Мы в курсе ваших похождений. Нахуй любит вас!

администрация нахуй не несет ответственности за содержимое красных подчеркнутых строк
вы тоже можете сочинить такие с помощью нахуй-редактора