Rds on mosfet что это

Параметры MOSFET транзисторов

Технологические возможности и успехи в разработке мощных полевых транзисторов привели к тому, что в настоящее время не составляет особого труда приобрести их за приемлемую цену.

В связи с этим возрос интерес радиолюбителей к применению таких MOSFET транзисторов в своих электронных самоделках и проектах.

Стоит отметить тот факт, что MOSFET’ы существенно отличаются от своих биполярных собратьев, как по параметрам, так и своему устройству.

Пришло время ближе познакомиться с устройством и параметрами мощных MOSFET транзисторов, чтобы в случае необходимости более осознанно подобрать аналог для конкретного экземпляра, а также иметь возможность понимать суть тех или иных величин, указанных в даташите.

Что такое HEXFET транзистор?

В семействе полевых транзисторов есть отдельная группа мощных полупроводниковых приборов называемых HEXFET. Их принцип работы основан на весьма оригинальном техническом решении. Их структура представляет собой несколько тысяч МОП ячеек включенных параллельно.

Ячеистые структуры образуют шестиугольник. Из-за шестиугольной или по-другому гексагональной структуры данный тип мощных МОП-транзисторов и называют HEXFET. Первые три буквы этой аббревиатуры взяты от английского слова hexagonal – «гексагональный».

Под многократным увеличением кристалл мощного HEXFET транзистора выглядит вот так.

Как видим, он имеет шестиугольную структуру.

Получается, что мощный MOSFET, по сути представляет собой эдакую супер-микросхему, в которой объединены тысячи отдельных простейших полевых транзисторов. В совокупности они создают один мощный транзистор, который может пропускать через себя большой ток и при этом практически не оказывать значительного сопротивления.

Благодаря особой структуре и технологии изготовления HEXFET, сопротивление их канала R_DS(on) удалось заметно снизить. Это позволило решить проблему коммутации токов в несколько десятков ампер при напряжении до 1000 вольт.

Вот только небольшая область применения мощных HEXFET транзисторов:

Схемы коммутации электропитания.

Системы управления электродвигателями.

Усилители низкой частоты.

Ключи для управления мощными нагрузками.

Несмотря на то, что мосфеты, изготовленные по технологии HEXFET (параллельных каналов) обладают сравнительно небольшим сопротивлением открытого канала, сфера применения их ограничена, и они применяются в основном в высокочастотных сильноточных схемах. В высоковольтной силовой электронике предпочтение порой отдают схемам на основе IGBT.

Транзисторы HEXFET марки IRLZ44ZS

Изображение MOSFET транзистора на принципиальной электрической схеме (N-канальный МОП).

Как и биполярные транзисторы, полевые структуры могут быть прямой проводимости или обратной. То есть с P-каналом или N-каналом. Выводы обозначаются следующим образом:

О том, как обозначаются полевые транзисторы разных типов на принципиальных схемах можно узнать на этой странице.

Основные параметры полевых транзисторов.

Вся совокупность параметров MOSFET может потребоваться только разработчикам сложной электронной аппаратуры и в даташите (справочном листе), как правило, не указывается. Достаточно знать основные параметры:

V_DSS (Drain-to-Source Voltage) – напряжение между стоком и истоком. Это, как правило, напряжение питания вашей схемы. При подборе транзистора всегда необходимо помнить о 20% запасе.

I_D (Continuous Drain Current) – ток стока или непрерывный ток стока. Всегда указывается при постоянной величине напряжения затвор-исток (например, V_GS=10V). В даташите, как правило, указывается максимально возможный ток.

R_DS(on) (Static Drain-to-Source On-Resistance) – сопротивление сток-исток открытого канала. При увеличении температуры кристалла сопротивление открытого канала увеличивается. Это легко увидеть на графике, взятом из даташита одного из мощных HEXFET транзисторов. Чем меньше сопротивление открытого канала (R_DS(on)), тем лучше мосфет. Он меньше греется.

P_D (Power Dissipation) – мощность транзистора в ваттах. По-иному этот параметр ещё называют мощностью рассеяния. В даташите на конкретное изделие величина данного параметра указывается для определённой температуры кристалла.

V_GS (Gate-to-Source Voltage) – напряжение насыщения затвор-исток. Это напряжение, при превышении которого увеличения тока через канал не происходит. По сути, это максимальное напряжение между затвором и истоком.

V_GS(th) (Gate Threshold Voltage) – пороговое напряжение включения транзистора. Это напряжение, при котором происходит открытие проводящего канала и он начинает пропускать ток между выводами истока и стока. Если между выводами затвора и истока приложить напряжение меньше V_GS(th), то транзистор будет закрыт.

На графике видно, как уменьшается пороговое напряжение V_GS(th) при увеличении температуры кристалла транзистора. При температуре 175°C оно составляет около 1 вольта, а при температуре 0°C около 2,4 вольт. Поэтому в даташите, как правило, указывается минимальное (min.) и максимальное (max.) пороговое напряжение.

Рассмотрим основные параметры мощного полевого HEXFET-транзистора на примере IRLZ44ZS фирмы International Rectifier. Несмотря на впечатляющие характеристики, он имеет малогабаритный корпус D 2 PAK для поверхностного монтажа. Глянем в datasheet и оценим параметры этого изделия.

Предельное напряжение сток-исток (V_DSS): 55 Вольт.

Максимальный ток стока (I_D): 51 Ампер.

Предельное напряжение затвор-исток (V_GS): 16 Вольт.

Сопротивление сток-исток открытого канала (R_DS(on)): 13,5 мОм.

Максимальная мощность (P_D): 80 Ватт.

Сопротивление открытого канала IRLZ44ZS составляет всего лишь 13,5 миллиОм (0,0135 Ом)!

Взглянем на «кусочек» из таблицы, где указаны максимальные параметры.

Хорошо видно, как при неизменном напряжении на затворе, но при повышении температуры уменьшается ток (с 51A (при t=25°C) до 36А (при t=100°C)). Мощность при температуре корпуса 25°C равна 80 Ваттам. Так же указаны некоторые параметры в импульсном режиме.

Транзисторы MOSFET обладают большим быстродействием, но у них есть один существенный недостаток – большая ёмкость затвора. В документах входная ёмкость затвора обозначается как C_iss (Input Capacitance).

На что влияет ёмкость затвора? Она в большой степени влияет на определённые свойства полевых транзисторов. Поскольку входная ёмкость достаточно велика, и может достигать десятков пикофарад, применение полевых транзисторов в цепях высокой частоты ограничивается.

В схемах переключения время заряда паразитной входной ёмкости транзистора влияет на скорость его срабатывания.

Важные особенности MOSFET транзисторов.

Очень важно при работе с полевыми транзисторами, особенно с изолированным затвором, помнить, что они “смертельно” боятся статического электричества. Впаивать их в схему можно только предварительно закоротив выводы между собой тонкой проволокой.

При хранении все выводы МОП-транзистора лучше закоротить с помощью обычной алюминиевой фольги. Это уменьшит риск пробоя затвора статическим электричеством. При монтаже его на печатную плату лучше использовать паяльную станцию, а не обычный электрический паяльник.

Дело в том, что обычный электрический паяльник не имеет защиты от статического электричества и не «развязан» от электросети через трансформатор. На его медном жале всегда присутствуют электромагнитные «наводки» из электросети.

Любой всплеск напряжения в электросети может повредить паяемый элемент. Поэтому, впаивая полевой транзистор в схему электрическим паяльником, мы рискуем повредить MOSFET-транзистор.

Guide to MOSFETs

MOSFETs (Metal Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors) are by far the most popular component for switching DC power under the control of a microcontroller or any low power DC source. Despite this, there is a great deal of misinformation, misunderstanding, and poor advice in Hobby and Arduino circles. The questions I routinely receive from customers have made clear that a great many people are using these parts without a full understanding of what they are, how they work, how to select them, or whether they can do what is asked of them. What is presented here is by no means intended to be an exhausive explanation; rather, it is simply a primer from a very practical perspective on selection of these parts for common microcontroller projects. This document describes N-channel and P-channel enhancement mode MOSFETs for the purpose of switching. “Depletion mode” MOSFETs and advanced uses of MOSFETs are beyond the scope of this guide.

What a MOSFET is for

Simply put, a MOSFET allows a low-voltage, low-current signal to turn on and off a higher-voltage and/or higher-current load. An example of such a load might be a collection of LED lights in a room, pumps for outdoor applications, or a motor on a scooter. MOSFETs are only suitable for switching DC power, and similarly require a DC (including PWM) signal which shares a common ground with the MOSFET (other common references other than ground could be used; this is not commonly done for a variety of reasons).

The very basics

A MOSFET is controlled by the voltage difference between the Gate and the Source, V_gs. Enhancement mode MOSFETs (by far the most common) are “off” when this is 0V. Applying a voltage to the gate will allow current to flow from the source to the drain; however, regardless of being on or off, there is an intrinsic diode between the drain and source. Put another way, MOSFETs only block current in one direction (though while “off” this diode has a typical diode drop, while when “on”, it will have the low resistance of the MOSFET in it’s on state). All MOSFETs will have an on-state resistance R_ds(on) specified for at least one V_gs, and usually multiple. This is the on-state resistance (the resistance when the MOSFET is “on”); for modern power MOSFETs, this is usually on the order of milliohms. The lowest V_gs for which an R_ds(on) is specified is the lowest drive voltage that should be used with that MOSFET. Below that, though the MOSFET may conduct, it will only be “partially on”, with a much higher R_ds; used in this way, it drops more voltage and accordingly creates more heat (sometimes much more!) than it would when used with an appropriate gate voltage.

N-channel, P-channel

There are two basic types of MOSFETs — P-channel and N-channel. N-channel MOSFETs are most common — any given level of performance, the N-channel MOSFETs will always be cheaper than a comparable P-channel one (for manufacturing reasons, N-channel devices are easier to make) — fortunately, they are also the type that is easier to control, as can be seen below.

N-channel MOSFETs

N-channel MOSFETs are used to switch the “low side” of a load. They are typically used with Source tied to ground, and Drain tied to the low side of the load. When a positive voltage is applied to the gate relative to the source, the MOSFET is turned on. Because the gate voltage need only be a few volts higher than the source, it is easy to control these parts with the output of a typical microcontroller. Thus, when switching a load under the control of a microcontroller, you always want to switch the low side — unless there is some reason you can’t.

P-channel MOSFETs

P-channel MOSFETs are used to switch the “high side” of a load. They are typically used with Source tied to the positive supply rail, and Drain tied to the high side of the load. When a voltage lower than the source (supply voltage) is applied to the gate, the MOSFET is turned on. This makes their control with a microcontroller somewhat awkward if the MOSFET is to switch a higher voltage than the microcontroller’s operating voltage — to turn it off, the gate voltage must be equal to the source voltage. This is normally done using a small N-channel MOSFET to switch the gate itself. However, in this case, care must be taken that the maximum V_gs rating is not exceeded; the switching speed will also be far slower when the FETs are turned off, as only the gate pull-up resistor is acting to return the V_gs to 0. Of course, one can use a stronger pull-up, but then you need to make sure that the current through the pull-up while the FET is on does not dissipate an unreasonable amount of power… Many approaches are possible, depending on the required switching voltage, whether PWM (and hence fast switching) is needed, and so on.

High side switching with N-channel FETs

Because N-channel MOSFETs have higher performance, schemes have been devised to use them to switch the “high side” as well — in this configuration, the positive supply is connected to the drain, and the load to source, generating the higher voltage required to turn on the FET through one method or another. With the maximum V_gs generally being much lower then the maximum V_ds, part of these driver chips must be referenced to the source voltage, which is swinging wildly with respect to circuit ground during operation! Whatever specific implementation these parts use, it generally requires that the MOSFET be continually switched to function, as they count on the source voltage jumping up and down frequently to keep a capacitor charged to provide that higher voltage. This fact is often glossed over in the datasheets for those parts — that limitation is well-known and expected by their customers. Such devices are far outside the scope of this guide, and are mentioned here only because they show up when searching the catalogs of electronics parts suppliers when looking for parts to facilitate high side switching in simpler use cases; a high side driver that uses N-channel MOSFETs and/or mentions a “bootstrap” or “flying” capacitor will also require the MOSFET to be continually switched unless the datasheet specifically states otherwise.

Body Diodes, and current directionality

So as covered above, when “on”, the MOSFET will allow current to flow from the drain to source (N-channel) or source to drain (P-channel), and when “off” they cannot conduct in that direction. What about the other direction? While on, the channel will conduct in either direction giving minimal voltage drop. The trap comes in the OFF state: Inherrent to the fabrication process of a MOSFET is a “Body diode” When the MOSFET is off, in the reverse direction, a MOSFET will act like a diode, that is, it will conduct with a voltage drop of around 0.7V. This occasionally matters. What do you do when you need to switch a connection between two points where you know only that they share a common ground (If they don’t, you need a solid state relay, not a MOSFET)?

If you ponder this for a bit, you will likely recognize that there is a way to get a switch that blocks in BOTH directions when off, requires no additional pins to control, and has ohmic behavior while on in both direction (ie, no diode drop in either direction). You use two MOSFETs back-to-back: Connect the source of the two FETs together — now (example assuming N-channel fets, and you’re connecting ground to something else when you turn on the fet). When off, the body diode will lead to the common source being at most 0.7v or so away from ground (or the other side, if it’s at a lower potential. The gates should also be connected together assuming you want a simple switch. When the gate voltage is ground, it will be no higher, and possibly slightly lower than source. The FETs will both be off. Either would admit current in one direction through the body diode but not the other — so one or the other will prevent current flow. As soon as you turn on the FETs, source drops to ground (which makes the FETs even-more-on, amd since they conduct in both directions, your switch is now on and current flows either way, just like it would in a single MOSFET configuration — except admittedly with twice the on-state resistance, since there are two FETs to go through.

While we used an N-channel pair in that example, this may be even more useful with P-channel FETs. Imagine you have a device that you want to switch between running at two voltages, say 5v and 3.3v.. Using a single P-channel FET for each, with source to power rail, drain to Vcc, when you enabled the 5V power connection, the other fet, for the 3.3v power, would have 5V (Vcc thanks to the first FET) on it’s drain, and only 3.3v on it’s source. Power would flow backwards and the voltage on the 3.3v rail would rise to 4.3V or so. The consequences range from unnoticable (if nothing is on that rail other than a regulator or buck converter, you may not even notice. If there are parts that tolerate max 3.3 or 3.6v on the 3.3v rail, it would be catastropic.

The lesson of this is to

• Remember there is a body diode.
  • It’s easy to forget. As I write this, I have just thrown 140 brand new circuit boards into the junk PCB bin. Because (despite making some switches that did this correctly as part of the same PCB order) I forgot about the body diode on three designs).

  Typical connections

  For the most common use case (at least among people who are likely reading this), using a microcontroller to switch power to a load using an N-channel MOSFET, a typical circuit will look like this:

  

  In more concrete terms, using one of our 4-channel MOSFET boards with a microcontroller to dim an LED strip and control a motor, the wiring might look something like this:

  

  V_gs and R_ds(on)

  As noted above, an R_ds(on) is typically specified for at least two values of V_gs, sometimes three. Additionally a V_gs(th) and a maximum V_gs are specified. The V_gs voltages for which an R_ds(on) is provided usually correspond to a fraction of a volt below common “logic level” voltages, to compensate for a variety of factors. 2.5V or 2.8V is appropriate for 3V or 3.3V logic levels, 4.5V for 5V logic and 1.8V for 2.0-2.5V logic. 10V is what is termed “standard voltage” (12V logic, from way back in the day — now only used when a gate driver is being used to generate that voltage). R_ds(on) is often specified as both a “typical” and “maximum”. Always use the maximum in your calculations. To turn on a MOSFET, you should apply a voltage higher than the lowest V_gs for which an R_ds(on) is specified; you must never apply a voltage higher than the maximum V_gs, as that could damage the part.

  The typical performance curve for a MOSFET has decreasing R_ds(on) as V_gs is increased — but beyond a certain point, there is no further improvement to be had. Voltages between the highest V_gs for which R_ds(on) is specified and the maximum V_gs will offer little further reduction in on-state resistance.

  There is also a general correspondence between V_gs(on) and V_ds — MOSFETs capable of switching higher voltages typically require a higher gate voltage to do so. While power MOSFETs that can switch 100V at 10A under real conditions with 5V logic levels are nothing special, there are few high current options available to switch even 30V with 3.3V logic levels. The solution in that case is what is known as a Gate Driver (see that section, below).

  Standard (10V) voltage MOSFETs and 5V logic

  It is surprisingly common to see standard voltage MOSFETs such as the IRF540 (where R_ds(on) is not specified below V_gs=10V) marketed towards Arduino users. They are not suitable for this application. They get away with this for a few reasons; First off, the MOSFETs are close enough to “on” with 5V on the gate that they will work for non-demanding use cases — and most Arduino use cases aren’t very demanding. Second, most Arduino users are not sufficiently familiar with MOSFETs to recognize that the seller was marketing the product dishonestly even when they do have problems — they just know that their FETs keep overheating. Finally, the sellers are insulated from dissatisfied customers since most are located overseas. The prevalence of these boards — and the fact that you can just forget about trying to use one on a 3.3V microcontroller — was the impetus for creating our 4-channel MOSFET boards.

  “Floating” gates

  A MOSFET does not include any mechanism to ensure that the voltage on the gate, in the absence of input, is equal to the source (i.e., V_gs=0 and MOSFET off). If you do not provide such a mechanism, then — like a “floating” input to a microcontroller — the gate will pick up ambient electrical noise and the FET will turn on and off randomly. The simple solution to this is to include a small resistor between the gate and source, termed a “pull-down” resistor (or “pull-up” resistor for P-channel MOSFETs).

  All MOSFET breakout boards sold by Azduino include a 10k resistor between source and drain for this purpose.

  Gate “series” resistors

  As noted above, MOSFET gates act as a capacitor. Because of this, there is a level of concern about the potential for damage to microcontroller pins from these current spikes. It is commonplace to install a small resistor between the microcontroller I/O pin and the gate of the MOSFET a MOSFET directly. While the risk of damage is frequently overstated on many electronics forums, a small resistor is still good practice when using a microcontroller I/O pin to directly drive the gate; this also helps to reduce electromagnetic interference (EMI) and can help prevent ringing and oscillation during switching (these more complicated effects will not be discussed in depth here).

  On all of our 4-channel MOSFET boards except those with a MOSFET driver, we include a 100 Ohm series resistor between the inputs and the MOSFET gates; this value, combined with the output impedance of the I/O pins on popular microcontrollers, is sufficient to limit the maximum current to just about 40mA — ensuring that the specs of an AVR, STM32, or ESP32 microcontroller are respected (in the case of the ESP8266, this is never a concern — its pin drivers are quite weak compared to other families of microcontroller — while many microcontrollers have pin drivers strong enough to damage themselves, the Espressive microcontrollers have weaker pin drivers), with minimum impact on the switching speed. On the SOT-23 MOSFET breakouts, we do not include such a resistor, though you are free to place one between the MOSFET gate and the pin driving it (and this is not a bad idea for for the FETs with high current handling capacity); but because these are smaller MOSFETs, with a lower gate charge, this is less of a concern.

  Inductive loads require a diode

  Whenever an inductive load is being switched, a diode is required. An inductive load is a motor, a solenoid, a relay, or — in a DC-DC converter — an inductor (it’s no coincidence that these all involve coils of wire and magnetic fields). When a load like this is turned off, the current keeps flowing (the current through an inductive load by definition cannot change instantly) — even though it now has nowhere to go. Unchecked, this would result in a large spike in the voltage at the drain of the (now turned-off) MOSFET; this spike can be many times the applied voltage (this is the principle of a “boost converter” — used to convert a low DC voltage into a higher one, as well as a “spark coil”, which generates thousands of volts for the spark plugs in a car from the car’s 12V electrical system). This spike will exceed the maximum V_ds rating of the MOSFET, and promptly destroy it. To prevent this a diode should be placed between the terminals of the inductive load such that it would only conduct when the voltage across the load is opposite the applied voltage (ie, band toward the more positive side), so that as soon as the voltage on the low side rises above the supply voltage (or in P-channel FETs and high side switching, the high side falls below ground), the “flyback” flows through the diode and back through the inductive load until it dissipates. For best results — least chance of damage to the MOSFET, least radiated EMI, and least noise on the positive supply rail — this diode should be placed as close to the load as possible; ideally, it should be placed between the terminals of the load itself. Immediately after the MOSFET is turned off, the current through the diode will be equal to the current that was going through the load — so the diode must be sized to handle that load. If the diode fails to an open circuit, the MOSFET will quickly follow; an undersized diode will often survive for a short time before failing.

  If you are using PWM with an inductive load (typically for speed control of a motor) there are additional considerations: You must ensure that the diode’s “reverse recovery time” is fast compared to the PWM frequency — a “fast recovery” diode should be used, particularly if you are using a frequency higher than the 1-2kHz that can be achieved using a power MOSFET without a gate driver (see below). Motors are frequently PWM’ed at 20 kHz or more in order to eliminate the audible buzz from the motor at the PWM frequency (which forces use of a gate driver unless it is a very tiny motor, which could be driven with a correspondingly tiny MOSFET with smaller gate capacitance). At all but extremely (inappropriately) low PWM frequencies, the diode will still be conducting at the start of the next PWM cycle when the MOSFET is turned on again.

  MOSFET SIZING AND SELECTION GUIDE

  The following should serve as a rough guide to selecting an appropriate MOSFET for your application — without having to do a full-on simulation.

  Maximum Current

  Determining whether a MOSFET can handle your load when you are not PWMing is quite simple. Find the R_ds(on) for the V_gs you will be using from the datasheet. Calculate the power dissipation from P=I 2 R — current in Amps and resistance in Ohms gives power in watts. From the datasheet, find the thermal resistance (junction to ambient), R_ƟJA, multiply them together, and you get the difference in temperature between the ambient air and the “junction” (the piece of silicon doing the switching); be sure to check the footnotes — they will specify the size of the copper pad it is soldered to, and most real designs don’t meet that specification because board area costs money and people want a smaller device. Unless the datasheet also specifies the thermal resistance for a minimal footprint, a first order approximation would be to add 50% to the number they give (this number is based on the rare few datasheets that specify for both a nice, big pad and the minimal one). Add that to the highest ambient temperature that you expect your project to cope with, and that should be lower than the maximum junction temperature specified on the datasheet. You want it to be a lot lower, because you should never try to push a MOSFET to the limits of it’s specs. Adding heatsinks to the FETs — as we offer — will help some, by reducing the junction-to-ambient thermal resistance, though it is difficult to quantify the size of this benefit.

  When R_ƟJA is not specified

  Occasionally, rather than specify a layout-dependent junction-to-ambient thermal resistance, the manufacturer will only specify a “junction to case” thermal resistance; this is not particularly helpful. One example that is relevant to our products is the MCU90N02 by MicroCommercial Components — it is, without question, a great part, but the datasheet is shorter and less thorough than most. (This is not particularly surprising. It is a Chinese company which appears to have licensed or developed a Trench-MOSFET technology on a par with the most capable western companies, yet are based in China, where employer demand for technical writers who are fluent english speakers vastly outstrips supply — and they’re a relative newcomer; I suspect they’re working towards the rigor we expect in western datasheets, they’re just not all the way there yet; Compared to most Chinese datasheets, it’s quite good.)

  “Maximum Continuous Drain Current” and Tc

  Often, the datasheet will specify a “maximum continuous drain current”. When this is specified for “Ta” (ambient temperature), it can basically be taken at face value (considering above warning about not using a MOSFET right at its limit, and the caveat about the board footprint); this saves you the math described above (assuming you are using it at Ta=25C). On MOSFETs which do not have a thermal pad, this is usually all that is specified.

  However, many datasheets (particularly for larger MOSFETs, with a thermal pad for heatsinking) will instead spec the maximum continuous drain current at “Tc=25C”. Invariably, these numbers make the product look REALLY good, and hence this is almost universally the “headline” specification for MOSFETs. It is also almsot entirely useless for sizing: T_c is “case temperature”, that is, those values apply to the situation where the “case temperature” (that is, the temperature of the outside of the package) is held constant at the temperature specified regardless of how much heat it is generating. (an unphysical assumption — you would need magic heatsinks that can dissipate infinite heat with no increase in temperature). At that current, the internal thermal conductivity is no longer able to keep up with the heat generated by the overloaded die and the part will burn out. Put another way, it is the theoretical upper bound on current which is never seen in practice except for during the moments up to a catastrophic failure. But it generates a nice big number for the manufacturer that marketing can put front and center. While it is not a realistic representation of maximum current capacity, its ubiquity makes it useful as a starting point for comparing the relative current handling of several prospective MOSFETs. Just don’t expect to get that kind of current to go through it and have a working FET afterwards.

  In the following discussion, it will be assumed that we are working with an N-channel MOSFET, as that is a far more common use case, but the same principles apply to P-channel FETs as well, as discussed elsewhere in this document and across the internet, they are the exact opposuite of an N-channel FET, but this usually makes them more awkward to use — and the underlying physics is less favorable, so they are also either more expensive or have poorer specs than N-channel ones. So you should of course try to stick to N-channel FETs when possible, but when impossible, remember that everything here applies to P-channel ones as well

  One great thing about MOSFETs is that, unlike relays or manual switches, they can use PWM to vary the brightness of a light, or the speed of a motor, or the output voltage of a DC-DC converter — because they switch fast, with essentially no limit to the number of times the fet can switch. However, if PWM is being used, particularly as the frequency is raised, MOSFET sizing becomes more complicated, because you can no longer limit your analysis to the steady state of the FET being either ON or OFF. You need to account for the time it spends between those states.

  The main reason is that the voltage on the gate does not switch instantly; there is a “gate charge” that must be supplied or removed to change V_gs, making it essentially like a capacitor. Roughly speaking, the beefier the MOSFET — higher current, lower R_ds(on), higher maximum V_ds, and the older the manufacturing process used to make it, the larger the gate charge required to turn it on and off will be. During the time that the MOSFET is between “off” and “on”, it’s resistance is somewhere between R_ds(on) and the near-infinite resistance of the off state. This is a very dangerous state to be in, because long before the internal resistance reaches the “fully on” state, it will be low enough for a large portion of the load current to be flowing through it during that brief period — accordingly, more heat will be generated within the MOSFET. Potentially many times more: the wasted power during switching is called the “switching loss” — and it is not unusual for the “switching loss” to contribute the majority of the heat dissipation, despite it (hopefully) spending only a tiny fraction of it’s time in that state.

  But once you start PWMing non-trivial loads, you need to start asking yourself questions like “If I use this MOSFET, in this configuration, at that frequency, what portion of the time will the FET be fully on or off, and what percentage of the time will generating heat and wasting power during the switching process? Obviously the biggest variables here are the Q_g and the F_sw. Similarly, the strength of the pin drive matters Intuitively, pondering these facts you can probably see that even with a weak gate drive if your switching frequency is low enough, you’ll be fine. And on the other extreme, you can imagine switching a FET so quickly that before it finishes turning on or off, we start trying to drive it in the opposite direction. This will result in it carrying a significant fraction of the current it’s load would nominally draw, but at a much higher R_ds than you designed for.

  How do you figure out whether the PWM frequency that you want is “too high”?

  If you’re using Arduino analogWrite or similar, which gives you 500 Hz (8 MHz system clock) to 1.2 kHz (20 MHz system clock), you generally don’t have to worry about this, whether by design or coincidence. Pretty much anything above that (certainly if you hope to run at 20 kHz to eliminate audible buzzing when controlling motors — or even a few kHz), you will need to use MOSFET drivers to get faster PWM from “power MOSFETs”, those capable of handling current of amps to tens of amps. That includes all of our 4-channel boards except those based on the smaller AOD476; those boards can be used up to around 8 kHz, though they are also capable of handling far less current (we may add additional MOSFET options for this purpose in the future).

  The lower the current they can carry, the smaller the gate capacitance — so for small, lower current MOSFETs (like some of the SOT-23 MOSFETs we sell on convenient breakout boards), high frequency PWM is possible without a gate driver… but just because a MOSFET is in a SOT-23 package doesn’t necessarily mean that it has a super low gate capacitance — some of those SOT23 FETs have specs are rated for >6-9A I_{d @ Ta=25c<\sub> with a small number of milliohms of resistance in the on state. Many (but not all) of these also have a surprisingly high gate capacitance}

  Wiring

  Starting from the above basic wiring diagram, if we instead used one of the Azduino 4-channel boards with drivers, it would look nearly the same, except that a 5-20V supply (5-10 recommended, must not be higher than MOSFET’s V_gs(max)). In real designs, it is likely that at least one of the power sources would be derived from another; below, for example, we might use the 12v from the load power supply to power the gate driver, provided we were using FETs that were rated for >12 Vgs.

  

  In more detail

  Every MOSFET datasheet has a graph like this:

  

  In Words As charge flows into the gate (through the impedance of whatever is driving it and any series resistors — R_g is often used for this), the gate voltage initially rises like the voltage on a capacitor — this is the gate-to-source charge Q_gs (sometimes conveniently given as capacitance, C_gs). at the threshold V_gs(th), current begins to flow from drain to source. This causes the drain voltage to begin falling towards the source voltage. As this is happening, charge continues flowing into the gate — but the gate voltage stops increasing — this is is due to gate-to-drain (“Miller”) charge, ie, parasitic capacitance between the gate and the draqin — as V_ds drops, the incoming charge must overcome the capacitance between the gate and the (rapidly falling) drain voltage. Once the drain voltage is close to the source voltage and has no further to fall, V_gs once more rises linearly with the charge on the gate. . Note that while the graphs like this found in datasheets are a simplification (the transitions are not instantaneous in reality), that basic shape can be seen on an oscilloscope. These three phases are also amenable to (relatively) straightforward modeling: the first and third regimes can be approximated as an RC-circuit, while within the second one, the “Miller plateau”, the current in is approximately constant and can be calculated from Ohm’s law and Q_gd, and from that, you calculate the critical parameter of how long the MOSFET will stay on the Miller plateau.

  This is important because it is that second regime that is that is most important when considering switching losses; this is when V_ds falls from the full off-state voltage to just above zero, and Id rises from nearly nothing all the way to almost the full load current. Recall that power dissipation is the product of V_ds and I_d ( P = V x I ); before the Miller plateau, I_d is nearly zero, while after it, V_ds is nearly zero — but within it, \both are far from zero — so P_d is at a maximum.

  The attached spreadsheet provides these calculations for all of the MOSFETs used in our current-production 4-channel MOSFET boards, and can be modified to provide these calculations for other MOSFETs or system conditions: cells highlighted in pink are MOSFET specs, those in yellow specify the system conditions. A very pessimistic assumption is made for the relationship between I_d and V_ds, because skimping on the transistor, and then having it burn out is no fun. Better to play it safe on the transistor sizing, right? So we assume that I_d immediately reaches a maximum when we reach the Miller plateau. On the other hand, there is some amount of additional switching loss due to the time in the third regime (when the full current is flowing, but R_ds has not reached its final value), and in the first regime, between V_gs(th), when current begins to flow, and the start of the plateau. It includes calculations for both the rising and falling edges — because the plateau is not halfway between the controller voltage and ground, the two edges are not symmetric.

  It also calculates the portion of time (as percentage of a PWM cycle at a specified frequency, and in nanoseconds) to turn on and turn off, overall switching time, time spent on the plateau, and more. Knowing the time for switching in terms of the PWM cycle becomes important when writing code that will be controlling MOSFETs. As implied above, when you start to push the PWM frequency even a little beyond typical Arduino

  1 kHz speeds, unless you are using a gate driver, the *minimum PWM duty cycle is on the same scale as the time it takes for the FET to turn on (usually this limit is encountered on the turn off first, because of the gate charge that must be removed to reach the Miller plateau), and you need to take account of this if you need to generate particularly low duty cycles. While this spreadsheet is not meant to be the be-all and end-all of MOSFET sizing, it provides a crude estimate of the increase in power dissipation due to switching losses and a reasonable estimate of a wide variety of parameters.

  Regardless of the application, a key takeaway from this is that, if using PWM, you should be certain to leave extra “headroom” when you choose your MOSFETs, and if the frequency is high, you may need a gate driver to make it work. And you can’t get away from needing a gate driver just by getting beefier fets, because those will also have a higher gate capacitance too, and may actually make the problem worse!

  MOSFET Gate Drivers

  A MOSFET “gate driver” does exactly what it sounds like it does — it is a specialized IC designed specifically for driving the gate of a MOSFET, capable of delivering a very brief pulse of current on the scale of amps to the gate of a MOSFET. This turns the MOSFET on or off almost instantly. PWM frequencies in the tens of kHz and beyond are within reach! In addition to that, they act as a “level shifter” — the NCP81071B we use on our high performance MOSFETs with optional drivers can apply up to 20V to the gate of a MOSFET, in a pulse with peak current of 5 amps, in response to a 2.5V logic level signal. With a MOSFET driver in use, you no longer need to worry about switching losses until the switching frequency gets way up there — the NCP81071 (there are pin compatible devices with similar specs from other manufacturers. Due to recent supply shortages, we have been forced to use gate drivers from whoever has a pin-compatible gate drive IC available at the time; Currently we have IX4340’s, which are pin-compatible with the NCP81081, and in some ways superior) datasheet provides specifications for switching frequencies as high as 2 MHz!

  Be careful to get the right kind of gate driver — there are also gate drivers that are drive the gate of an N-channel capacitor beingused to switch the high side of the power to something! These use a trick to generate the higher voltage they need for the gate called a bootstrap capactitor. This is a capacitor that uses the dramatic swing in voltage on the line being switched as the switch is turned on and off to keep a capacitor that it uses to store the higher voltage that it uses to drive the mosfet’s gate. These find widespread application in DC-DC converter design, but are much less useful for hobby electronics, where it’s usually easier and more cost effective to just buy DC-DC converters from aliexpress. Further discussion of them is beyond the scope of this guide; suffice to say that if you determine you need a gate driver for otherwise mundane hobby use-cases, and then accordingly go looking for one, skip any gate driver where you see a “flying capacitor” or “bootstrap” capacitor” mentioned in the datasheet — unless you’re building your owwn DC-DC converter from scratch (don’t do that, there are nice, cheap ones available) .

  A gate driver is only of benefit when you need either faster switching time to support high frequency PWM, or if you have a low voltage microcontroller, yet need to switch a voltage higher than 30V. 30C is not a limit set in stone — particularly at low currents, you can oftenm do better. But power MOSFETs rated for higher V_ds generally require at least V_gs of 5V. Gate drivers will detect much lower input voltagesm, and typically need a power supply at +5-+20V — it is this higher voltage that is applied to the gates.

  MOSFETs versus BJTs (e.g. TIP-series, Darlington, NPN/PNP, etc.)

  MOSFETs are used for many of the same things that BJT’s (bipolar junction transistors) were used for in the past; for power switching applications, MOSFET technology left BJTs in the dust decades ago. While there are still appropriate uses for BJTs in these times, load switching is not one of them. The voltage drop across a BJT is given by Vce(sat) — for a Darlington, this could be 2V or more! For a modern MOSFET, however, this is often less than a tenth of a volt. MOSFETs are much better switches — don’t use a BJT as a switch in 2020.

  Consider the TIP-120 (still recommended by some guides * for use with an Arduino), being used to switch a 2A load, powered from a 12V supply. V_ce(sat) will be around 2V, so the TIP-120 will be dissipating 2V x 2A = 4W — it will need a heatsink. 1/6th of the power supplying the load is being wasted in the transistor as heat. That could be replaced with a rice-grain sized AOD3416 MOSFET (like the ones we sell pre-mounted on little breakout boards here: ) — with 5V on the gate, it would have a R_ds(on) of 0.022 Ohms; at 2A the voltage drop will be only 0.044V — 44 mV! 0.044V x 2A = 0.088 W — less than 1/10th of a watt will be dissipated as heat in the MOSFET! Instead of 16.7%, less than 1% of the power will be wasted in the transistor. No, there isn’t a math error in there — MOSFETs really are that much better.

  So why do guides, tutorials, and similar resources which suggest using such obsolete parts still exist? Largely, I think that it’s a matter of inertia — tutorials were written, people learned to use those parts, and until they find themselves having to switch a load that is impractical to handle with a BJT, Arduino users likely do not realize what they are missing. A significant number of Arduino users are older and retired, having learned electronics back in the days of BJTs. Back then, early MOSFETs were expensive, prone to damage from static (a problem also long-since solved), and difficult to drive directly (“standard voltage”, ie, V_gs 10V to turn on). This persistence of obsolete BJTs within hobby circles is also likely part of the reason that MOSFET boards based on the IRF540 — which is ill-suited to use with 5V logic levels as discussed above — are still successful in the market: They still outperform BJTs!

  Differences between BJTs and MOSFETs

  Conceptually, an NPN transistor and an N-channel MOSFET have a great deal of similarity. In the simplest configuration, one would connect the emitter to ground and the collector to the negative side of the load. When a current, supplied from a pin driven higher than the emitter, is supplied to the base, it will conduct — like an N-channel MOSFET with source to ground, drain to negative side of load, and a positive voltage on its gate. Also like a MOSFET, between the collector and emitter in the opposite direction, it will act like a diode. The same goes for P-channel and PNP transistors. Like N-channel MOSFETs, NPN transistors have better performance and/or lower prices than their PNP complements.

  The big difference between them is that where a MOSFET is controlled by the voltage applied to the gate, a BJT is controlled by the current supplied to the base; the current that flows when the BJT is on is increased (to a point) by the current flowing through the base (the beta or gain of the transistor). The minimum voltage drop across a MOSFET is much lower: when fully on, a MOSFET appears like a resistor (often with a very low resistance), with a voltage drop that goes to zero at low current, whereas a BJT has a minimum voltage drop, V_ce(sat) — which is what is responsible for their miserable performance compared to MOSFETs when acting as a simple switch. Because they are controlled by current, they don’t require the pull-down resistor that a MOSFET does on the gate to ensure that they stay off when not connected — if there’s no source of current, a BJT is off. On the other hand, they do require a “base resistor” between the controller and the base to limit the current; the base essentially acts like a diode to the emitter — without something to limit the current, a large current would flow, which would be destructive to both the BJT and/or whatever was trying to control it.

  * Archeologists found the guides scratched into the walls of a remote cave, but are still debating whether guides to these ancient semiconductors were the work of modern humans during neolithic time, or earlier neandertals. Electrical engineers, while they demure on the subject of who created them (that’s not their department), they all agree that such parts don’t belong in contemporary equiment, and certainly not in new designs.

  Converting BJT designs to MOSFETs

  This section will be added in a future version of this guide

  Troubleshooting

  This section will be expanded in a future version of this guide

  MOSFET turns on randomly

  If a MOSFET turns on when the gate is not being actively driven, or if it turns on in response to touching the device or moving near it, that indicates that the gate is “floating” — when not being driven, there is nothing to pull V_gs back to 0. In this situation, like an input pin on a microcontroller with no pull-up or pull-down, it will pick up ambient electrical noise and transition randomly. To prevent this, connect a resistor between the gate and source of the MOSFET; 10k is a reasonable default value to use.

  MOSFET does not turn on

  Manually connect the source and drain of the MOSFET with a jumper — this should have the effect you would expect when the MOSFET is on (presumably turning on some load). If it does not do this, the problem is likely unrelated to the MOSFET, this test just having demonstrated that turning on the MOSFET would not turn on the load (or do whatever else you are trying to make it do). If this test does cause your project to do whatever you expected it to do when the MOSFET was turned on, that proves that the problem is indeed that the MOSFET is not turning on. Measure the voltage between the gate and source of the MOSFET when whatever is controlling it is trying to turn it on. If this measured V_gs is non-zero, yet it is not on, double-check the markings on the part and specs of the MOSFET to ensure that the measured voltage should be turning it on. As a sanity check, you should also be able to measure a non-zero voltage between drain and source. This indicates that the MOSFET is damaged (alternately, unless you are measuring to the pins right on the MOSFET (versus a pad on a PCB) it could also be a bad solder joint). If you measure V_gs of zero, then the problem is with whatever is supposed to be driving it or the connections between that and the MOSFET. Remember that a common ground is required — refer to the schematic at the top of this guide.

  Failure modes of a MOSFET

  When a MOSFET (like any failed component) burns out, it could have a variety of behaviors, but one failure mode is by far the most common: it fails “stuck on” — the source and drain conduct in both directions, regardless of what voltage is applied to the gate. Usually not as well as it did before failure when “on” (so it will be heating up more than it normally would), but with a high enough conductivity that the load is on full time. When a MOSFET circuit initially works, but then becomes “stuck on”, you should suspect a failure of the MOSFET; in turn, this is likely caused by either overheating (from either excessive current, or switching losses) or, if the load is inductive, failing to effectively clamp the back EMF.

  A brief anecdote: One of my first experiences with MOSFETs involved patching up a pair of scooters we’d snagged (less control circuitry) from the local dump; having wired up a MOSFET to control the motor (but having used an woefully insufficient flyback diode), I tested out the switch… the wheel spun! It worked! With no load on the motor, even the undersized diode was fine. So, of course, I did what any high-school-age kid would do, and hopped on. In our back yard, I pressed the switch, and the scooter lurched forward “Success!” — but now, having to propel both a person and a scooter, the motor was drawing far more current — of course, the back yard wasn’t very big, so, noticing that I was fast approaching some bushes, I released the switch… but the scooter kept going, and I careened into the bushes. The motor kept spinning until we’d taken the housing off and could disconnect the batteries…

  A less amusing — but more practical — aside: You’re probably here because of some project involving a microcontroller. You may have heard of, or experiences a microcontroller that had a “blown pin”. that is, a pin that was either stuck on or stuck off, or rarely, even stuck in the middle. This is the same failure mode as described above — each pin that can be used as an output on a microcontroller has two small internal FETs for each pin. It’s entirely possible that the typical protection diodes on I/O pins are actually in fact the same structure as the output drivers. All MOSFETs inherrently have a body diode. that may in fact be the clamp diode as well. This would help explain why exposing pins to voltages above the supply rails or below ground (assuming the chip doesn’t tolerate those voltages) tends to cause the pin to blow in the “stuck on” mode in the direction of the voltage excursion (ie, a positive voltage is most likely to cause pins to become stuck OUTPUT HIGH, while a negative voltage will make the pin stick in the OUTPUT LOW mode. This will happen whether or not the pin is set output at the time of the insult.)

  Metal Oxide Field Effect Transistor: What is RDS(on)?

  R_DS(on) stands for “drain-source on resistance,” or the total resistance between the drain and source in a Metal Oxide Field Effect Transistor, or MOSFET when the MOSFET is “on.” R_DS(on) is the basis for a maximum current rating of the MOSFET and is also associated with current loss. All things being equal, the lower the R_DS(on), the better.

  The voltage applied to the Gate determines if current will flow between the Source and Drain terminals. ID is the continuous drain current. (Image Credit: Kenneth Reese, III).

  MOSFETs make perfect switching devices and are often used in power applications. Example applications for power MOSFETs include Switched Mode Power Supplies (SMPS), motor control, automotive, and in any application where a heavy-duty electronic switch is needed, such as a driver. Current flows between the n-channels when a gate-to-source voltage (V_GS) is applied, otherwise the MOSFET behaves like a resistor. When V_GS reaches the threshold voltage V_GS(th), an inversion layer forms that enables current flow. The inversion layer becomes the conductive path (or channel) of the MOSFET between drain and source.

  R_DS(on), the total resistance in the path from source to drain, is made up of a series of resistances that traverses the path of current flow. R_N is the source region’s diffusion resistance. R_CH is the channel region’s resistance. R_A is the resistance of an area called the accumulation region. R_J is the resistance of an area called the JFET region. R_D is the drift region resistance and the most important factor in high-voltage MOSFETs. R_S is the resistance of the substrate itself and can be ignored in high-voltage MOSFETs. However, in low voltage MOSFETs it can have a large effect on R_DS(on). See Figure 2 of a vertical structure of a MOSFET and a series of resistances in series forms the total R_DS(on) in the path of current flow from source to drain.

  A MOSFET vertical structure, showing the total resistances that make up RDS(on). (Source: AN-9010 MOSFET Basics by ON Semi)

  Besides these inherent structural contributors to R_DS(on), imperfect contact between the source and drain metal and even the wiring that connects the die to the leads on the package can also contribute to R_DS(on).[i] The latter can be identified as R_WCML, or the total of the bond wire resistance, contact resistance, and the resistance of the lead frame.[ii]

  R_DS(on) increases with increasing temperature (this is also known as a positive temperature coefficient.) This is because of the mobility of the hole and electron decrease with increasing temperature.

  R_DS(on) is a function of temperature as defined by the following formula:

  R_DS(on) (T) = R_DS(on) x (25°C) x (T/300) 2.3 , where T is absolute temperature.[i]

  [i] AN-9010 MOSFET Basics. (2000). ON Semi Application Note, 1-17. Retrieved April 30, 2017.

  [ii] IDAN0061 Power MOSFET Basics. Abdus Sattar, IXYS Corp. Retrieved April 30, 2017.

  Rds on mosfet что это

  Мощные транзисторы MOSFET хорошо известны своей исключительной скоростью переключения при весьма малой мощности управления, которую нужно прикладывать к затвору. Основная причина в том, что затвор изолирован, поэтому требуется мощность только на перезаряд емкости затвор-исток, и в статическом режиме цепь затвора практически не потребляет тока. В этом отношении мощные MOSFET по своим характеристикам приближаются к «идеальному переключателю». Основные недостатки, которые не дают MOSFET стать «идеальным», это сопротивление открытого канала R_DS(on), и значительная величина положительного температурного коэффициента (чем выше температура, тем выше сопротивление открытого канала). В этом апноуте обсуждаются эти и другие основные особенности высоковольтных N-канальных мощных MOSFET, и предоставляется полезная информация по выбору транзисторов и их применению (перевод статьи [1]).

  Для того, чтобы было проще понять работу полевого N-канального транзистора MOSFET, его стоит сравнить с широко распространенным биполярным кремниевым транзистором структуры NPN. Электроды у биполярного транзистора называются база, коллектор, эмиттер, а у полевого транзистора затвор, сток, исток.

  База выполняет те же функции, что и затвор, коллектор соответствует стоку, а эмиттер соответствует истоку.

  Давайте рассмотрим простейшую схему включения транзистора NPN:

  Когда входной ключ разомкнут, то через эмиттерный переход транзистора T1 ток не течет, и канал коллектор-эмиттер имеет высокое сопротивление. Говорят, что транзистор закрыт, через его канал коллектор-эмиттер ток практически не течет. Когда замыкается входной ключ, то от батарейки B1 через резистор R1 и эмиттерный переход транзистора течет открывающий ток. Когда транзистор открыт, то его сопротивление канала коллектор-эмиттер уменьшается, и почти все напряжение батареи B2 оказывается приложенным к нагрузке R3. Т. е. когда во входной цепи течет ток (через R1), то в выходной цепи тоже течет ток (через R3), но в выходной цепи ток и напряжение (т. е. действующая мощность) в несколько раз больше. Здесь как раз и проявляются усиливающие свойства транзистора — маленькая мощность на входе позволяет управлять большой мощностью на выходе.

  А так будет в этой схеме работать транзистор MOSFET:

  На первый взгляд все то же самое — когда на входе есть управляющая мощность, она также появляется и на выходе (обычно усиленная во много раз). В этом смысле биполярный транзистор и MOSFET-транзистор очень похожи. Но есть два самых важных различия:

  • Биполярный транзистор управляется током, а полевой транзистор напряжением .

  Примечание: отсюда, кстати и пошло название полевого транзистора: его канал управляется не током, а электрическим полем затвор-исток.

  Это означает, что входное сопротивление биполярного транзистора мало, а входное сопротивление MOSFET-транзистора очень велико. Обратите внимание на входной ток биполярного транзистора — 0.3 мА, этот ток в основном определяется сопротивлением резистора R1. Причина проста: на входе у биполярного транзистора имеется эмиттерный переход, который по сути обыкновенный диод, смещенный в прямом направлении. Если ток через этот диод есть, то транзистор открывается, если нет, то закрывается. Открытый диод имеет малое сопротивление, и максимальное падение напряжения на нем составляет около 0.7V. Поэтому практически все напряжение B1 (если быть точным, то 3.7 — 0.7 = 3V) оказывается приложенным к резистору R1. Этот резистор играет роль ограничителя входного тока биполярного транзистора.

  У полевого транзистора MOSFET в этом отношении все по-другому. Входной ток определяется главным образом сопротивлением резистора R2, поэтому входной ток очень мал. Практически все входное напряжение оказывается приложенным к R2 и к переходу затвор — исток полевого транзистора. Причина проста: затвор и исток изолированы друг от друга слоем оксида кремния, по сути это конденсатор, поэтому ток через затвор практически не течет.

  По этой причине на низких частотах, когда входная емкость не шунтирует источник сигнала, полевой транзистор имеет гораздо большее усиление по мощности в сравнении с биполярным транзистором. И действительно, в нашем примере входная мощность у биполярного транзистора составляет 0.3 мА * 3.7V = 1.11 мВт, а у полевого транзистора входная мощность составит всего лишь 0.00366 мА * 3.7V = 0.0135 мВт, т. е. в 82 раза меньше! Это соотношение могло бы быть еще больше не в пользу биполярного транзистора, если увеличить сопротивление резистора R2.

  • Падение напряжения на выходном канале у полевого транзистора намного меньше, чем у биполярного .

  Для данного примера падение напряжения коллектор-эмиттер биполярного транзистора составит примерно 0.3V, а у полевого 0.1V и даже меньше. Обычно выходное сопротивление у полевого транзистора намного меньше, чем у биполярного.

  В исходном состоянии, когда на затворе относительно истока нулевое положительное напряжение, сопротивление канала определяется количеством неосновных носителей в полупроводнике, и очень велико. Когда к затвору прикладывается положительное напряжение относительно истока, то появляется проводящий ток канал сток-исток. Поэтому MOSFET иногда называют полевым транзистором с индуцированным каналом.

  [Структура мощного транзистора MOSFET]

  На рис. 1 показан срез структуры N-канального транзистора MOSFET компании Advanced Power Technology (APT). (Здесь рассматриваются MOSFET только N-структуры, как самые популярные.) Положительное напряжение, приложенное от вывода истока (source) к выводу затвора (gate), заставляет электроны притянуться ближе к выводу затвора в области подложки. Если напряжение исток-затвор равно или больше определенного порогового напряжения, достаточного для накапливания нужного количества электронов для достижения инверсии слоя n-типа, то сформируется проводящий канал через подложку (говорят, что канал MOSFET расширен). Электроны могут перетекать в любом направлении через канал между стоком и истоком. Положительный (или прямой) ток стока втекает в сток, в то время как электроны перемещаются от истока к стоку. Прямой ток стока будет заблокирован, как только канал будет выключен, и предоставленное напряжение сток-исток будет прикладываться в обратном направлении к p-n переходу подложка-сток. В N-канальных MOSFET только электроны формируют проводимость, здесь нет никаких не основных носителей заряда. Скорость переключения канала ограничена только длительностью перезаряда паразитных емкостей между электродами MOSFET. Поэтому переключение может быть очень быстрым, приводя к низким потерям при переключении. Этот фактор делает мощные MOSFET такими эффективными для работы на высокой частоте переключения.

  Рис. 1. Срез рабочей структуры транзистора MOSFET.

  R_DS(on). Основные составляющие, которые входят в сопротивление открытого канала R_DS(on), включают сам канал, JFET (аккумулирующий слой), область дрейфа R_drift, паразитные сопротивления (металлизация, соединительные провода, выводы корпуса). При напряжениях приблизительно выше 150V в сопротивлении открытого канала доминирует область дрейфа. Эффект R_DS(on) относительно невелик на высоковольтных транзисторах MOSFET. Если посмотреть на рис. 2, удвоение тока канала увеличивает R_DS(on) только на 6%.

  Рис. 2. Зависимость R_DS(on) от тока через канал.

  Температура, с другой стороны, сильно влияет на R_DS(on). Как можно увидеть на рис. 3, сопротивление приблизительно удваивается при возрастании температуры от 25°C до 125°C. Температурный коэффициент R_DS(on) определяется наклоном кривой графика рис. 3, и он всегда положителен для большинства поставщиков транзисторов MOSFET. Большой положительный температурный коэффициент R_DS(on) определяется потерями на соединении I 2 R, которые увеличиваются с ростом температуры.

  Рис. 3. Зависимость R_DS(on) от температуры.

  Положительный температурный коэффициент R_DS(on) очень полезен, когда нужно параллельно включать транзисторы MOSFET, поскольку это обеспечивает их температурную стабильность и равномерное распределение рассеиваемой мощности между транзисторами. Этим MOSFET выгодно отличаются от традиционных биполярных транзисторов. Но это не гарантирует, что параллельно соединенные транзисторы будут равномерно распределять между собой общий ток. Это широко распространенное заблуждение [2]. То, что действительно делает MOSFET простыми для параллельного включения — это их относительно малый разброс по параметрам между отдельными экземплярами в пределах серии, в частности по параметру R_DS(on), в комбинации с более безопасными свойствами канала в контексте перегрузки по току, когда благодаря положительному температурному коэффициенту R_DS(on) сопротивление канала растет при повышении температуры.

  Для любого заданного размера кристалла R_DS(on) также увеличивается с увеличением допустимого напряжения V_(BR)DSS, как это показано на рис. 4.

  Рис. 4. Зависимость нормализированного R_DS(on) от V_(BR)DSS.

  Кривая нормализированного R_DS(on) в зависимости от V_(BR)DSS для Power MOS V и Power MOS 7 MOSFET показывает, что R_DS(on) растет пропорционально квадрату V_(BR)DSS. Эта нелинейная зависимость между R_DS(on) и V_(BR)DSS является побудительным стимулом для исследования технологий с целью уменьшить потери проводимости мощных транзисторов [3].

  [Внутренние и паразитные элементы]

  JFET. В структуре MOSFET Вы можете представить себе встроенный JFET, как это показано на рис. 1. JFET оказывает значительное влияние на R_DS(on), и является частью нормального функционирования MOSFET.

  JFET расшифровывается как Junction gate Field-Effect Transistor, т. е. полевой транзистор с управлением на основе обратно-смещенного PN-перехода. Это самый простой тип полевого транзистора, который появился раньше всего. Подробнее см. Википедию [6].

  Внутренний диод на подложке (Intrinsic body diode). Переход p-n между подложкой и стоком формирует внутренний диод, так называемый body diode (см. рис. 1), или паразитный диод. Обратный ток стока не может быть блокирован, потому что подложка замкнута на исток, предоставляя мощный путь для тока через body diode. Расширение канала транзистора (при положительном напряжении на затворе относительно истока) уменьшает потери на прохождение обратного тока стока, потому что электроны проходят через канал в дополнение к электронам и неосновным носителям, проходящим через body diode.

  Наличие внутреннего диода на подложке удобно в схемах, для которых требуется путь для обратного тока стока (часто называемого как ток свободного хода), таких как схемах мостов. Для таких схем предлагаются транзисторы FREDFET, имеющие улучшенные восстановительные характеристики (FREDFET это просто торговое имя компании Advanced Power Technology, используемое для выделения серий MOSFET с дополнительными шагами в производстве, направленными на ускорение восстановления intrinsic body diode). В FREDFET нет отдельного диода; это тот же MOSFET intrinsic body diode. Для управления временем жизни неосновных носителей во внутреннем диоде применяется либо облучение электронами (наиболее часто используемый вариант) или легирование платиной, что значительно уменьшает заряд обратно смещенного перехода и время восстановления.

  Побочный эффект от обработки FREDFET — повышенный ток утечки, особенно на высоких температурах. Однако, если учесть, что MOSFET имеет очень малый начальный ток утечки, то добавленный через FREDFET ток утечки остается допустимым до температур перехода ниже 150°C. В зависимости от дозы облучения FREDFET может иметь R_DS(on) больше, чем у соответствующего MOSFET. Прямое напряжение для паразитного диода для FREDFET также немного больше. Заряд затвора и скорость переключения у MOSFET и FREDFET идентичны. Поэтому термин MOSFET здесь будет использоваться всегда для обоих типов MOSFET и FREDFET, если специально не оговорено что-то другое.

  Скорость восстановления для паразитного диода у MOSFET или даже у FREDFET намного хуже в сравнении со скоростью быстрого дискретного диода. В приложениях, где жесткие рабочие условия с температурой порядка 125°C, потери на включение из-за восстановления из обратного смещения примерно в 5 раз выше, чем у быстрых дискретных диодов. НА это есть 2 причины:

  1. Рабочая область паразитного диода совпадает с рабочей областью MOSFET или FREDFET, и рабочая область у дискретного диода для той же функции намного меньше, поэтому у дискретного диода намного меньше заряд восстановления.

  2. Паразитный диод MOSFET или даже FREDFET не оптимизирован под обратное восстановление, как это сделано для дискретного диода.

  Как и любой стандартный кремниевый диод, у паразитного диода заряд восстановления и время зависит от температуры, di/dt (скорости изменения тока), и величины тока. Прямое напряжение паразитного диода, VSD, уменьшается с ростом температуры по коэффициенту примерно 2.5 mV/°C.

  Паразитный биполярный транзистор. Разделенная на слои структура MOSFET также формирует паразитный биполярный транзистор (BJT) структуры NPN, и его включение на является частью нормального функционирования. Если BJT откроется и войдет в насыщение, то это может вызвать самоблокировку, при которой MOSFET не может быть выключен кроме как через внешний разрыв цепи тока стока. Высокая мощность рассеивания (например, при возникновении сквозного тока в плече моста) при самоблокировке может вывести MOSFET из строя.

  BJT расшифровывается как Bipolar junction transistor, т. е. биполярный транзистор. «Биполярным» транзистор называется потому, что его работа основана на переносе зарядов 2 типов — электроны (отрицательный заряд) и дырки (положительный заряд). Подробнее см. Википедию [7].

  База паразитного BJT замкнута на исток, чтобы предотвратить самоблокировку, и потому что напряжение пробоя (breakdown voltage) было бы значительно уменьшено (для того же самого значения R_DS(on)), если бы база была оставлена плавающей. Существует теоретическая возможность самоблокировки при очень большой скорости dv/dt в момент выключения. Однако для современных стандартных мощных транзисторов очень трудно создать схему, где будет достигнута такое высокое dv/dt.

  Есть риск включения паразитного BJT, если внутренний диод проводит, и затем выключается с чрезмерно высоким изменением dv/dt. Мощная коммутация dv/dt вызывает высокую плотность неосновных носителей заряда (положительные носители, или дырки) в подложке, что может создать напряжение на подложке, достаточное для включения паразитного BJT. По этой причине в даташите указано ограничение пиковой коммутации (восстановление встроенного диода) dv/dt. Пиковая коммутация dv/dt для FREDFET выше в сравнении с MOSFET, потому что у FREDFET снижено время жизни неосновных носителей заряда.

  [На что влияет температура]

  Скорость переключения. Температура практически не влияет на скорость переключения и потери, потому что (паразитные) емкости мало зависят от температуры. Однако ток обратного восстановления в диоде увеличивается с температурой, так что температурные эффекты внешнего диода (это может быть дискретный диод, или внутренний диод в MOSFET или FREDFET) влияют на потери включения мощных схем.

  Пороговое напряжение, или напряжение отсечки (Threshold voltage). Напряжение отсечки затвора, обозначаемое как VGS(th), является важным стандартным параметром. Оно говорит, насколько много миллиампер через сток будет течь при пороговом напряжении на затворе, когда транзистор в основном выключен, но находится на пороге включения. У напряжения отсечки есть отрицательный температурный коэффициент; это означает, что напряжение отсечки уменьшается с ростом температуры. Температурный коэффициент влияет на время задержки включения и выключения, и следовательно влияет на выбор «мертвого времени» в мостовых схемах.

  Переходная характеристика (Transfer characteristic). На рис. 5 показана переходная характеристика MOSFET-транзистора APT50M75B2LL.

  Рис. 5. Пример переходной характеристики MOSFET.

  Переходная характеристика зависит как от температуры, так и от тока стока. На рис. 5 при токе ниже 100 A напряжение затвор-исток имеет отрицательный температурный коэффициент (при заданном токе стока уменьшается напряжение затвор-исток при повышении температуры). При токе выше 100 A температурный коэффициент становится положительным. Температурный коэффициент напряжения затвор-исток и ток стока в том месте, где коэффициент меняет знак, важен для проектирования работы схем в линейном режиме [4].

  Напряжение пробоя (Breakdown voltage). Напряжение пробоя имеет положительный температурный коэффициент, этот будет обсуждаться в секции Walkthrough.

  Устойчивость к перегрузке по току (Short circuit capability). Возможность противостояния коротким замыканиям не всегда встречается в даташите. Причина понятна — MOSFET стандартной мощности не подходят для устойчивой работы в режиме перегрузки по току в сравнению с IGBT или другими транзисторами, работающими с высокой плотностью тока. Само собой разумеется, что MOSFET и FREDFET (в некотором смысле) устойчивы к перегрузке по току.

  [Обзор параметров даташита. Максимальные предельные значения]

  Назначение даташитов, предоставляемых APT, состоит в предоставлении соответствующей информации, которая полезна и удобна для выбора подходящего устройства в конкретном приложении. Предоставляются графики, чтобы можно было экстраполировать от одного набора рабочих условий к другому. Следует отметить, что графики предоставляют типичную производительность, но не минимумы или максимумы. Производительность также зависит кое в чем от схемы; различные тестовые схемы приведут к отличающимся результатам.

  V_DSS, напряжение сток-исток. Это оценка максимального напряжения сток-исток не вызывая лавинного пробоя (avalanche breakdown) с затвором, замкнутым на исток при температуре 25°C. В зависимости от температуры напряжение лавинного пробоя могло бы быть фактически меньше, чем параметр V_DSS. См. описание V_(BR)DSS в разделе «Статические электрические характеристики».

  V_GS, напряжение затвор-исток. Это предельное напряжение между выводами затвора и истока. Назначение этого параметра — предотвратить повреждение изолирующего оксидного слоя затвора (например, от статического электричества). Фактическая устойчивость оксидной пленки затвора намного выше, чем заявленный параметр V_GS, но он варьируется в зависимости от производственных процессов, так что если укладываться в предел V_GS, то это гарантирует надежную работу приложения.

  I_D, непрерывный ток стока. I_D определяет максимальный уровень продолжающегося постоянного тока, когда транзистор выходит из строя при максимальной температуре перехода T_J(max), для случая 25°C, и иногда для более высокой температуры. Он основан на термосопротивлении между корпусом и переходом RӨJC, и для случая температуры T_C может быть вычислен по формуле:

  Это выражение просто говорит о том, какая максимальная мощность может рассеиваться

  при максимальной генерируемой теплоте из-за потерь в соединении I 2 _D X R_DS(on)@T_J(max), где R_DS(on)@T_{J (max)} сопротивление открытого канала при максимальной температуре перехода. Отсюда можно вывести I_D:

  Обратите внимание, что в I_D не входят никакие потери на переключение, и случай с температурой 25°C на практике встречается редко. По этой причине в приложениях, где MOSFET часто переключается, фактический коммутируемый ток обычно меньше половины I_D @ TC = 25°C; обычно между 1/4 до 1/3.

  Зависимость I_D от T_C. Этот график просто отражает формулу 2 для диапазона температур. Здесь также не учтены потери на переключение. На рис. 6 приведен пример такого графика. Обратите внимание, что в некоторых случаях выводы корпуса транзистора ограничивают максимально допустимый продолжительный ток (переключаемый ток может быть больше): 100 A для корпусов TO-247 и TO-264, 75 A для TO-220 и 220 A для SOT-227.

  Рис. 6. Максимальный ток стока в зависимости от температуры.

  I_DM, импульсный ток стока. Этот параметр показывает, какой импульс тока может выдержать устройство. Этот ток может значительно превышать максимально допустимый постоянный ток. Назначение этого параметра IDM состоит в том, чтобы удержать рабочий омический регион в пределе выходных характеристик. Посмотрите на рис. 7:

  Рис. 7. Выходная характеристика MOSFET.

  На этом графике есть максимальный ток стока для соответствующего напряжения затвор-исток, когда транзистор MOSFET открыт. Если рабочая точка при данном напряжении затвор-исток переходит выше омического региона «колена» рис. 7, то любое дальнейшее увеличение тока через сток приведет к значительному увеличению напряжения сток-исток (транзистор переходит из режима насыщения в линейный режим) и последующей потере проводимости. Если мощность рассеивания станет слишком велика, и это будет продолжаться довольно долго, то устройство может выйти из строя. Параметр I_DM нужен для того, чтобы установить рабочую точку ниже «колена» для типичных применений транзистора в ключевом режиме.

  Нужно ограничить плотность тока, чтобы предотвратить опасный нагрев, что иначе может привести к необратимому перегоранию MOSFET.

  Чтобы избежать проблем с превышением тока через соединительные провода иногда применяют плавкие предохранители. В случае перегрузки по току выгорят именно они вместо транзистора.

  Относительно температурных ограничений на I_DM, рост температуры зависит от длительности импульса тока, интервала времени между импульсами, интенсивности рассеивания тепла, сопротивления открытого канала R_DS(on), а также и от формы и амплитуды импульса тока. Если просто удержаться в пределах I_DM, то это еще не означает, что температура перехода не будет превышена. См. обсуждение переходного теплового сопротивления в разделе «Температурные и механические характеристики», чтобы узнать способ оценки температуры перехода во время импульса тока.

  P_D, общая мощность рассеивания. Этот параметр определяет максимальную мощность, которую может рассеивать устройство, и он основан на максимально допустимой температуре перехода и термосопротивлении R_ӨJC для случая температуры 25°C.

  Линейный коэффициент снижения мощности это просто инверсия R_ӨJC.

  T_J, T_STG: рабочий и складской диапазон температур перехода. Этот параметр ограничивает допустимую температуру кристалла устройства во время работы и во время хранения. Установленные пределы гарантируют, что будут соблюдены гарантийные эксплуатационные сроки устройства. Работа в пределах этого диапазона может значительно увеличить срок службы.

  E_AS, лавинная энергия одиночного импульса. Если импульс напряжения (возникающий обычно из-за утечки и случайной индуктивности) не превышает напряжение пробоя, то не будет лавинного пробоя устройства, так что нет необходимости рассеивать энергию пробоя. Параметр максимальной лавинной энергии оценивает устройство в плане рассеивания мощности режима лавинного пробоя при переходных процессах с повышенным напряжением.

  Все устройства, которые оценены по лавинной энергии, имеют параметр E_AS. Лавинная энергия связана с параметром разблокированного индуктивного переключения (unclamped inductive switching, UIS). E_AS показывает, сколько лавинной энергии устройство может поглотить. Условия для схемы тестирования Вы можете найти в документации по ссылкам, и E_AS вычисляется по формуле:

  Здесь L величина индуктивности, из которой поступает импульс тока i_D, случайно поступающий в на закрытый переход транзистора через сток при тесте. Индуцируемое напряжение превышает напряжение пробоя MOSFET, что вызывает лавинный пробой. Лавинный пробой позволяет импульсу тока от индуктивности течь через MOSFET, даже если он закрыт. Энергия, запасенная в индуктивности, аналогична энергии, сохраненной в утечке и/или случайной индуктивности, и она должна быть рассеяна в MOSFET.

  Когда транзисторы MOSFET соединены параллельно, это совершенно не означает, что у них одинаковое напряжение пробоя. Обычно пробьется только один транзистор, и только на него поступит вся энергия тока лавинного пробоя.

  E_AR, повторная лавинная энергия. Этот параметр стал «промышленным стандартом», но он не имеет смысла без информации о частоте, других потерях и эффективности охлаждения. Рассеивание тепла (охлаждение) часто ограничивает значение повторной рассеиваемой энергии. Также трудно предсказать, сколько энергии находится в лавинном событии. То, о чем говорит E_AR в действительности, означает, что устройство может выдерживать повторяющиеся лавинные пробои без какого-либо ограничения по частоте, если устройство не перегрето, что в принципе верно для любого устройства, которое может испытать лавинный пробой. Во время анализа проекта хорошей практикой является измерение температуры устройства или его радиатора во время работы — чтобы увидеть, что MOSFET не перегрет, особенно если возможны условия лавинного пробоя.

  I_AR, ток лавинного пробоя. Для некоторых устройств, которые могут выйти из строя во время лавинного пробоя, этот параметр дает лимит на максимальный ток пробоя. Так что это как бы «точный отпечаток» спецификаций лавинной энергии, показывающий реальные возможности устройства.

  [Статические электрические характеристики]

  V_(BR)DSS, Drain-source breakdown voltage, напряжение пробоя сток-исток. Параметр V_(BR)DSS (иногда его называют BV_DSS) определяет максимальное напряжение сток-исток, при котором через канал сток-исток будет течь ток не больше допустимого при заданной температуре и нулевом напряжении между затвором и истоком. Фактически этот параметр соответствует напряжению лавинного пробоя канала сток-исток закрытого транзистора.

  Как показано на рис. 8, у параметра V_(BR)DSS есть положительный температурный коэффициент. Таким образом, MOSFET может выдержать больше напряжение, если он нагрет, по сравнению с холодным состоянием. Фактически в охлажденном состоянии V_(BR)DSS будет меньше, чем предельно допустимое напряжение сток-исток V_DSS, указанное для температуры 25°C. В примере, показанном на рис. 8 при -50°C, напряжение V_(BR)DSS будет составлять 90% от максимально допустимого V_DSS, указанного для температуры 25°C.

  Рис. 8. Нормализованная зависимость напряжения пробоя от температуры.

  V_GS(th), Gate threshold voltage, напряжение отсечки затвора. Это пороговое напряжение затвор-исток, при превышении которого транзистор начнет открываться. Т. е. при напряжении на затворе выше V_GS(th) транзистор MOSFET начинает проводить ток через канал сток-исток. Для параметра V_GS(th) также указываются условия проверки (ток стока, напряжение сток-исток и температура кристалла). Все транзисторы MOSFET допускают некоторый разброс порогового напряжения отсечки затвора от устройства к устройству, что вполне нормально. Таким образом, для V_GS(th) указывается диапазон (минимум и максимум), в который должны попасть все устройства указанного типа. Как уже обсуждалось ранее в разделе «На что влияет температура», V_GS(th) имеет отрицательный температурный коэффициент. Это значит, что с увеличением нагрева MOSFET откроется при более низком напряжении затвор-исток.

  R_DS(on), ON resistance, сопротивление в открытом состоянии. Этот параметр определяет сопротивление открытого канала сток-исток при указанном токе (обычно половина от тока I_D), напряжении затвор-исток (обычно 10V) и температуре 25°C, если не указано что-либо другое.

  I_DSS, Zero gate voltage drain current, ток утечки канала. Это ток, который может течь через закрытый канал сток-исток, когда напряжение на затвор-исток равно нулю. Поскольку ток утечки увеличивается с температурой, то I_DSS указывается для комнатной температуры и для нагретого состояния. Потери мощности из-за тока утечки I_DSS через канал сток-исток обычно незначительны.

  I_GSS, Gate-source leakage current, ток утечки затвора. Это ток, который может через затвор при указанном напряжении затвор-исток.

  [Динамические характеристики]

  Рис. 9 показывает месторасположения внутренних емкостей транзистора MOSFET. Величина этих емкостей определяется структурой MOSFET, используемыми материалами и приложенными напряжениями. Эти емкости не зависят от температуры, так что температура не влияет на скорость переключения MOSFET (за исключением незначительного эффекта, связанного с пороговым напряжением, которое зависит от температуры).

  Рис. 9. Паразитные емкости транзистора MOSFET в структуре кристалла.

  Емкости C_gs и C_gd меняются в зависимости от приложенного к ним напряжений, потому что они затрагивают обедненные слои в устройстве [8]. Однако на C_gs намного меньше меняется напряжение в сравнении с C_gd, так что емкость C_gs изменяется меньше. Изменение C_gd при изменении напряжения сток-затвор может быть больше, потому что напряжение может меняться в 100 раз или больше.

  На рис. 10 показаны внутренние емкости MOSFET с точки зрения схемотехники. Емкости затвор-сток и затвор-исток могут повлиять на схему управления, и вызвать нежелательные эффекты при быстрых переключениях в мостовых схемах.

  Рис. 10. Паразитные емкости транзистора MOSFET в рабочей схеме.

  Если кратко, то чем меньше C_gd, тем будет меньше влияние на схему управления при перепаде напряжения при включении транзистора. Также емкости C_gs и C_gd формируют емкостный делитель напряжения, и при большом соотношении C_gs к C_gd желательно защитить схему управления от паразитных помех от перепадов напряжения, возникающих при переключении. Это соотношение, умноженное на пороговое напряжение, определяет качество защиты схемы управления от переключений в выходной цепи, и силовые транзисторы MOSFET компании APT лидируют в индустрии по этому показателю.

  C_iss, Input capacitance, входная емкость. Это емкости, измеренная между выводами затвора истока, когда по переменному напряжению сток замкнут на исток. C_iss состоит из параллельно соединенных емкостей C_gd (емкость затвор-сток) и C_gs (емкость затвор-исток):

  Входная емкость должна быть заряжена до порогового напряжения перед тем, как транзистор начнет открываться, и разряжена до напряжения общего провода перед тем, как транзистор выключится. Таким образом, сопротивление управляющей схемы и емкость Ciss образуют интегрирующую цепь, которая напрямую влияет на задержки включения и выключения.

  C_oss — Output capacitance, выходная емкость. Это емкость, измеренная между стоком и истоком, когда затвор замкнут по переменному току на сток. Coss состоит из параллельно соединенных емкостей C_ds (емкость сток-исток) и C_gd (емкость затвор-сток):

  Для приложений с мягким переключением параметр C_oss важен, потому что влияет на резонанс схемы.

  C_rss, Reverse transfer capacitance, обратная переходная емкость. Это емкость, измеренная между стоком и затвором, когда исток соединен с землей. Обратная переходная емкость эквивалентна емкости затвор-сток.

  Обратная переходная емкость часто упоминается как емкость Миллера. Это один из главных параметров, влияющих на время нарастания и спада напряжения во время переключения. Он также влияет на эффекты времени задержки выключения.

  На рис. 11 показан пример зависимости типичных значений емкости от напряжения сток-исток.

  Рис. 11. Зависимость емкости от напряжения.

  Емкости уменьшаются при увеличении напряжения сток-исток, особенно это влияет на выходную и обратную переходную емкости.

  Q_gs, Q_gd и Q_g, Gate charge, заряд затвора. Значения заряда отражают заряд, сохраненный на внутренних емкостях, описанных ранее. Заряд затвора используется для разработки схемы управления, поскольку нужно учитывать изменения емкости при изменении напряжения на переходах переключения [9, 10].

  На рис. 12 показано, что Q_gs заряжается от начала координат до первого перегиба и далее заряжается до второго перегиба кривой (этот заряд известен как заряд Миллера), и Q_g является зарядом от начала координат до точки, где V_GS равно указанному управляющему напряжению затвора.

  Рис. 12. V_GS как функция заряда затвора.

  Заряд затвора незначительно изменяется с током стока и напряжением сток-исток, но не зависит от температуры. Для этого параметра указываются условия тестирования. График заряда затвора, обычно приведенный в даташите, показывает кривые заряда затвора для фиксированного тока стока и различных напряжений сток-исток. Напряжение горизонтального участка V_GS(pl), «плато», показанное на рис. 12, незначительно увеличивается с ростом тока (и соответственно уменьшается при снижении тока). Напряжение также имеет прямо пропорциональную зависимость от порогового напряжения, так что изменения порогового напряжения коррелирует и изменением напряжения плато.

  [Резистивные параметры времени переключения (данные resistive switching)]

  Эти параметры имеются в даташите по чисто историческим причинам.

  t_d(on), Turn-on delay time, время задержки включения. Это время от момента, когда напряжение затвор-исток на 10% превысит напряжение отсечки затвора до момента времени, когда ток стока вырастет больше 10% от указанного выходного тока. Это показывает задержку начала поступления тока в нагрузку.

  t_d(off), Turn-off delay Time, время задержки выключения. Это время от момента, когда напряжение затвор-исток упадет ниже 90% напряжения отсечки затвора до момента, когда ток стока упадет ниже 90% от указанного выходного тока. Это показывает задержку отключения тока в нагрузке.

  t_r, Rise time, время нарастания. Это время, за которое ток стока вырастет от 10% до 90% (значение тока указывается).

  t_f, Fall time, время спада. Это время, за которое ток стока спадет от 90% до 10% (значение тока указывается).

  [Энергии переключения в индуктивностях]

  Из-за того, что данные resistive switching трудно использовать для предсказания потерь на переключение в реальных рабочих условиях мощных преобразователей, компания Advanced Power Technology включает во многие даташиты транзисторов MOSFET и FREDFET данные энергии переключения в индуктивностях. Это предоставляет разработчику ключевых блоков питания удобный способ сравнения быстродействия транзисторов MOSFET или FREDFET с другими транзисторами, даже если они выполнены по другой технологии наподобие IGBT. Поэтому можно использовать для разработки самый подходящий по качеству мощный транзистор.

  На рис. 13 показана схема тестирования переключения транзистора с учетом потерь в индуктивностях. Это импульсный тест, где применяется очень короткий по длительности цикл открытого состояния транзистора, так что энергия, запасенная в индуктивности, успеет рассеяться намного раньше поступления последующих импульсов, и саморазогрев можно не учитывать. Температура транзистора и фиксирующего диода во время теста регулируется принудительно от внешнего термостата.

  Рис. 13. Схема тестирования потерь на индуктивности.

  В таблице динамических характеристик указываются следующие условия тестирования: VDD на рис. 13, ток теста, напряжение управления для затвора, сопротивление затвора и температура кристалла. Обратите внимание, то сопротивление затвора может включать сопротивление выхода микросхемы драйвера. Поскольку время переключения и энергии меняются с температурой (главным образом из-за диода в тестовой схеме), то данные предоставляются как для комнатной температуры, так и для разогретого состояния диода и тестируемого транзистора. Также предоставляется график зависимости между временем переключения и энергиями тока стока, и сопротивлением затвора. Определения времени задержки (включения) и времени нарастания и спада тока совпадают с аналогичными временами для данных resistive switching.

  Фактические формы сигнала при переключениях используются в даташите для определения различных измеренных параметров. Рис. 14 показывает форму сигнала включения и определения, связанные с ним. Энергия переключения может быть масштабирована напрямую для изменений между напряжением в приложении и энергией при тестовом напряжении, указанном в даташите. Так что, к примеру, если тесты в даташите были проведены при напряжении 330V, и в приложении применяется напряжение 400, то для масштабирования нужно просто умножить энергию переключения из даташита на коэффициент 400/330.

  Рис. 14. Формы сигналов включения и соответствующие определения.

  Времена переключения и энергии очень зависят от других компонентов и случайных (паразитных) индуктивностей в схеме. Диод сильно влияет на энергию включения. Паразитная индуктивность, включенная последовательно с истоком, является частью пути возвратного управляющего тока, и поэтому значительно влияет на времена переключения и энергии. Таким образом, время переключения и значения энергии, представленные в даташите, могут отличаться от того, что наблюдается в реальном приложении силового узла блока питания или ключа управления мотором.

  E_on, Turn-on switching energy with diode, энергия включения с диодом. Это зафиксированная индуктивная энергия включения, которая включает индуктивный коммутирующий реверсивный ток восстановления диода в тестируемом транзисторе, и она учитывает потери при включении. Обратите внимание, что транзисторы FREDFET в схемах мостов получают жесткие условия переключения, где паразитный диод сложно коммутируется, и энергия включения примерно в 5 раз выше, чем если бы использовался дискретный диод с быстрым восстановлением, наподобие того как показано в схеме рис. 13.

  Энергия включения является интегралом результата от тока стока и напряжения сток-исток на интервале от момента, когда ток стока вырастет больше 5% или 10% от тестового тока, то момента, когда напряжение спадет ниже 5% от тестового напряжения, как это показано на рис. 14.

  E_off, Turn-off switching energy, энергия выключения. Это параметр, характеризующий фиксацию потерь на индуктивности при выключении. На рис. 13 показана схема тестирования, и рис. 15 показывает форму сигнала и определения. E_off является интегралом результата от тока стока и напряжением сток-исток на интервале времени от момента, когда напряжение затвор-исток упадет ниже 90% до момента, когда ток стока станет нулевым. Это соответствует измерениям энергии выключения по JEDEC-стандарту 24-1.

  Рис. 15. Формы сигналов выключения и соответствующие определения.

  [Температурные и механические характеристики]

  R_ƟJC, Junction to case thermal resistance, тепловое сопротивления между подложкой и корпусом. Этот параметр характеризует эффективность передачи тепла от кристалла к внешнему корпусу транзистора. Выделяющееся тепло является результатом потерь мощности в самом транзисторе. Обратите внимание, что тесты компании APT показывают температуры пластмассы, совпадающую с металлической частью корпуса дискретного компонента.

  Максимальное значение R_ƟJC включает допуск, учитывающий погрешности изменения для обычного процесса производства. Из-за улучшений производственного процесса в индустрии есть тенденция сокращения разницы между максимальным значением R_ƟJC и его реальным значением.

  Z_ƟJC, Junction to case transient thermal impedance, переходной термический импеданс между подложкой и корпусом. Этот параметр учитывает теплоемкость устройства, так что он может использоваться для оценки мгновенных температур из-за потерь мощности.

  В условиях проведения теста на термоимпеданс на тестируемый транзистор прикладываются импульсы мощности различной длительности, и при этом ждут спада температуры между каждым импульсом. Это дает измерение переходного термосопротивления для «одиночного импульса». Из этого строится модель резистор-емкость (RC) по кривой изменения температуры. Рис. 16 показывает такую RC-модель переходного термосопротивления. Некоторые даташиты могут показывать конденсаторы и резисторы, включенные параллельно, но это будет ошибкой. Конденсаторы «заземлены», как это показано на рис 16, и значения компонента остаются такими же. Нет никакого физического значения для промежуточных узлов в модели. Разное количество пар резистор-конденсатор используется просто для того, чтобы создать хорошую подгонку к фактическим измененным данным термосопротивления.

  Рис. 16. RC-модель переходного термосопротивления.

  Чтобы симулировать возрастание температуры с помощью RC-модели, Вы прикладываете источник тока с магнитудой, соответствующей рассеиваемой мощности в MOSFET. Таким образом, Вы можете использовать систему PSPICE или другой программный симулятор электронных схем, чтобы применить ввод произвольных потерь мощности. Из этого Вы можете оценить повышение температуры участка подложка-корпус как напряжение на ступеньках лестницы, установив ZEXT в ноль, как это показано на рис. 16. Вы можете расширить модель, чтобы включить теплоотвод, добавив дополнительные конденсаторы и/или резисторы.

  Переходное термосопротивление в виде семейства кривых, опубликованное в даташите, это просто симуляция прямоугольного импульса, основанная на RC-модели термосопротивления. Рис. 17 показывает пример. Вы можете использовать семейство кривых для оценки пикового нарастания температуры для прямоугольных импульсов мощности, которые являются обычными в источниках питания. Однако из за того, что минимальная длительность импульса 10 мкс, график имеет значение только для частот ниже 100 кГц. На более высоких частотах Вы будете просто использовать термосопротивление R_ƟJC.

  Рис. 17. Семейство кривых термосопротивления.

  [Пример анализа даташита]

  Предположим, что в реальном приложении ключевого блока питания Вы хотите применить жесткое переключение тока 15A на частоте 200 кГц при напряжении 400V, при средней скважности 35%. Напряжение управления затвора 15V, и сопротивление цепи управления затвора составляет 15Ω для включения и 5Ω для выключения. Также предположим, что Вы хотите позволить максимальную температуру перехода 112°C, с удержанием температуры корпуса транзистора 75°C. С транзистором, рассчитанным на 500V, есть запас только в 100V между напряжением в приложении и V_DSS. С учетом скачков напряжения на шине питания 400V узкий запас по напряжению все равно достаточен, потому что у транзистора MOSFET есть эффект лавинного пробоя, который дает «безопасную цепь». Это конфигурация с продолжительной проводимостью, так что быстро восстанавливающийся диод FREDFET не нужен, MOSFET будет работать достаточно хорошо. Такой транзистор Вам следует выбрать?

  Поскольку это приложение с довольно высокой частотой переключения, то лучшим выбором будет серия Power MOS 7. Посмотрим на транзистор APT50M75B2LL. Его расчетный ток 57A, что больше чем в 3 раза переключаемого тока — хорошая стартовая точка, учитывая высокую частоту и жесткое переключение. Давайте оценим потери проводимости, потери переключения, и посмотрим, будет ли тепло рассеиваться достаточно быстро. Общая мощность, которую можно рассеять:

  При 112°C сопротивление R_DS(on) примерно в 1.8 раз больше, чем при комнатной температуре (см. рис. 3). Так что потери на проводимость составят:

  Pconduction = (1.8*0.075Ω * 15A) * 15A = 30.4 Вт

  Для оценки потерь на включение мы можем посмотреть на график зависимости потерь переключения от тока при температуре 125°C, показанный на рис. 18. Даже при том, что наше приложение требует максимальную температуру перехода 112°C, этот график будет достаточно точен, потому что энергия переключения MOSFET не чувствительна к температуре, за исключением изменений температуры, связанных с диодом в схеме. Поэтому не будет больших изменений при переходе от 112°C к 125°C. В любом случае, наша оценка будет консервативной.

  Рис. 18. Индуктивные потери переключения.

  По рис. 18 на токе 15A значение E_on будет около 300 μJ, и E_off около 100 μJ. Значения были измерены при 330V, а в нашем приложении на шине питания 400V. Так что мы можем просто сделать масштабирование энергий переключения по напряжению:

  Данные на рис. 18 были также измерены при сопротивлении затвора 5Ω, и мы будем использовать 15Ω при включении. Поэтому мы можем использовать график зависимости энергии переключения от данных сопротивления затвора, показанный на рис. 19, чтобы снова сделать масштабирование энергии.

  Рис. 19. Зависимость энергии переключения от сопротивления затвора.

  Даже при том, что тестовый ток на рис. 19 больше, чем в нашем приложении, разумно учесть соотношение в изменении энергии переключения между рис. 19 и нашим случаем. От 5Ω до 15Ω значение E_on поменяется с коэффициентом около 1.2 (1500μJ / 1250μJ, см. рис. 19). Применим это с данным, скорректированным по напряжению, которые мы видим на рис. 18, и получим E_on = 1.2*364μJ = 437μJ.

  Потери на переключение составят:

  Pswitch = fswitch — ( Eon + Eoff) = 200kHz — (437μJ +121μJ) = 112 Вт

  Pconduction + Pswitch = 142.4 Вт, что дает возможность сохранить температуру перехода ниже 112°C в случае корпуса, охлажденного до 75°C. Так что APT50M70B2LL будет удовлетворять требованиям этого примера применения. Такая же техника может использоваться для менее мощных транзисторов MOSFET. На практике потери часто больше всего бывают на переключении. Чтобы поместить транзистор на радиатор и поддерживать температуру корпуса 75°C вероятно потребуется керамическая прокладка (для электрической изоляции) между корпусом и теплоемким радиатором. Преимущество MOSFET состоит в том, что могут применяться демпферы и/или техники резонанса для уменьшения потерь на переключение, причем с транзисторами MOSFET не нужно беспокоиться о влиянии на переключение эффектов зависимости от напряжения или температуры.

  [UPD160207. Figure-of-merit]

  Для оценки транзисторов FET применяют так называемый показатель качества, Figure of merit (FOM) [11]. Он учитывает одновременно потери на включенном транзисторе и потери на переключение. Обычно FOM вычисляется как произведение сопротивления канала сток-исток открытого транзистора R_(DS)ON на заряд затвора Q_G. Q_G это заряд, который надо поместить на затвор транзистора MOSFET, чтобы он полностью открылся. С точки зрения рационального дизайна трудно одновременно снизить оба параметра, так что они хороши для оценки качества разработки ключа на полевом транзисторе.

  Конечно, сравнение имеет смысл делать только в неком стандартном наборе условий. Это означает, что не только напряжение между затвором и истоком V_GS поставляет заряд, также и напряжение сток-исток V_DS влияет на сопротивление R(DS). (Это означает, что не просто канал полностью открыт, а то, что сопротивление R(DS) изменяется вверх и вниз.) Усложненный анализ учитывает, что R_(DS)ON немного меняется с током стока, так что при сравнении переключающихся транзисторов рабочий ток стока I_D также должен быть определен.

  Иногда Вы увидите незначительно отличающийся показатель качества FOM: FOMSW, который будет произведением от which R_(DS)ON и Q. Он характеризует заряд переключения, который немного меньше Q_G.

  Читать:

  Чем отличается резина 215 от 225