Как определить граничную частоту усиления полевого транзистора

27

Физические ограничения предельной частоты полевого транзистора

В полевых транзисторах ток через канал и процесс управления этим током связаны с перемещением основных носителей заряда. Поэтому быстродействие полевых транзисторов ограничивается лишь временем процессов перераспределения основных носителей заряда в объеме полупроводника и временем их пролета через области пространственного заряда.

Из анализа работы транзистора следует, что значение крутизны связано с сопротивлением канала

Граничная частота может быть выражена, как

Физический смысл этого выражения заключается в том, что быстродействие транзистора связывается с перезарядкой емкости С_ЗК через сопротивление канала, происходящей с постоянной времени r_К0С_ЗК.

Эквивалентная схема полевого транзистора на ВЧ

Эквивалентная схема полевого транзистора, используемая для описания его свойств на ВЧ (на частоте до 300-400 MГц) показана на рис.1.

Цепь из последовательно соединенных сопротивления канала и емкости между затвором и каналом отражает инерционность транзистора. Управляющее генератором тока стока SU_З нaпряжение U_З не совпадает с входным напряжением U_ВХ, а меньше его на величину падения напряжения на r_К. По мере повышения частоты напряжение U_З уменьшается, а фазовый сдвиг между U_ВХ и U_З увеличивается. Отражение инерционности транзистора цепочкой из сосредоточенных емкости и сопротивления является приближенным. Более точно свойства транзистора можно представить с помощью цепи из распределенных вдоль канала емкости и сопротивления.

Но это представление более сложно для проведения расчетов. Для диапазона частот, меньших f_ГР/2, приближенная аппроксимация фазо-частотной характеристики полевого транзистора цепью r_КC_ЗК дает достаточную для расчетов точность.

Крутизна S является параметром, определяющим усилительные свойства транзистора. На эквивалентной схеме рис.1 крутизна показана как частотонезависимый, безинерционный элемент.

Резистор r₂₂ представляет активную составляющую выходной проводимости транзистора (g₂₂ = 1 / r₂₂). Обычно эта проводимость мала и может не учитываться при расчетах усилительных схем на ВЧ.

Элементы С_ЗС и C_ЗИ представляют емкости затвора относительно электродов стока и истока. Эти емкости определяются конструктивно — технологическими особенностями транзистора.

Емкость С_ЗС наиболее существенно влияет на работу усилительных схем на ВЧ, так как она определяет уровень внутренней обратной связи в полевом транзисторе. Через С_ЗС сигнал с выхода усилителя (стока) поступает на вход (затвор). В зависимости от конкретной схемы включения транзистора обратная связь может быть отрицательной или положительной, искажать частотную характеристику усилителя, вызывать его неустойчивую работу или самовозбуждение.

Элементы С₁, С₂, С₃ представляют емкости между выводами транзистора, обусловленные конструкцией корпуса, длиной и расположением внешних и внутренних выводов.

Элемент С_СИ представляет емкость между стоком и истоком транзистора. Обычно, в транзисторах с управляющим переходом она незначительна. Напротив, в МДП-транзисторах она велика и включает емкость контактной площадки стока относительно подложки (соединенной с истоком) и емкость перехода, образованного диффузионной р+ областью стока в n-подложке (в транзисторах с каналом р-типа).

Диоды Д_С и Д_И включаются в эквивалентную схему МДП-транзисторов и представляют переходы, образованные диффузионными областями стока и истока в подложке. В некоторых МДП-транзистоpax подложка соединяется с истоком внутри корпуса; в других имеется отдельный вывод от подложки. Обычно, подложка соединяется с истоком и поэтому диод Д_И на эквивалентной схеме оказывается закороченным.

Кроме отмеченных выше ограничений эквивалентная схема рис.1 не учитывает распределенные сопротивления стоковой и истоковой областей, индуктивности внутренних и внешних выводов и корпуса транзистора. Эти элементы приходится учитывать при анализе работы полевых транзисторов в диапазоне СВЧ, или ВЧ транзисторов, обладающих большой крутизной (свыше 30-50 мА/В).

Связь параметров эквивалентной схемы с параметрами транзистора

Как правило, полевые транзисторы как четырехполюсники, работающие на малом сигнале, описываются системой y – параметров (параметров проводимости). На рис. 2 показано представление транзистора в виде четырехполюсника, обозначены входные и выходные напряжения, токи и их направления.

Уравнения четырехполюсника в системе y — параметров имеют вид

Если положить поочередно U_ВХ или U_ВЫХ равными нулю (короткое замыкание — КЗ — по переменному току на входе или выходе), то y — параметры имеют следующий смысл:

y₁₁ — входная проводимость (при КЗ на выходе);

y₁₂ — проводимость обратной связи (при КЗ на входе);

y₂₁ — проводимость прямой передачи (крутизна) (при КЗ на выходе);

y₂₂ — выходная проводимость (при КЗ на входе).

В принципе возможны три схемы включения полевых транзисто­ров: с общим истоком, с общим стоком и общим затвором. Обычно применяется схема с общим истоком или схема с общим стоком (истоковый повторитель). Для включения транзистора с общим истоком на частоте < f_ГР/3 приближенные выражения для y_U – параметров имеют вид:

Из (5), (6) и (8) следует, что входная, выходная прово­димости и проводимость обратной связи могут быть выражены следующим образом:

В этих выражениях С_11U, С_12U, С_22U представляют собой входную, проходную и выходную емкости полевого транзистора, включенного по схеме с общим истоком. Входная емкость С_11U — емкость между выводом затвора и выводами истока и стока, соединенными вместе (по переменному току). Выходная емкость С_22U — емкость между выводом стока и выводами затвора и истока, соеди­ненными вместе (по переменному току). Проходная емкость С_12U — емкость между выводами стока и затвора при заземленном выводе истока.

Таким образом, крутизна, входная, проходная и выходная ем­кости являются параметрами, с помощью которых можно представлять свойства полевого транзистора как четырехполюсника на ВЧ.

III. МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ И ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ УСТАНОВКА

Метод и аппаратура для измерения крутизны

Измерение крутизны полевых высокочастотных транзисторов производится методом, изложенным в ГОСТ 20398.3-74. Схема измерения крутизны показана на рис.3.

На испытуемый транзистор ИТ подается напряжение Е_З затвора и напряжение Е_С стока. Путем регулировки Е_З, устанавливается нужное значение тока стока. На затворе транзистора от генератора подается ВЧ напряжение с небольшой амплитудой. Сопротивлением нагрузки для ВЧ в цепи стока служит конденсатор С₂, представляющий так называемую конструктивную емкость (емкость, образованную элементами конструкции колодки, к которой подключается испытуемый транзистор). Сопротивление емкости С₂ на всех рабочих частотах очень мало и обеспечивает условия короткого замыкания по переменному току в цепи стока. Переменное ВЧ напряжение на С₂, пропорциональное току стока через разделительный конденсатор С₃ подается на измерительный приемник. После усиления и детектирования измеряемый сигнал подается на индикатор, который проградуирован в значениях крутизны испытуемого транзистора. Калибровка измерителя производится подключением эталонного резистора R₂ переключателем BI вместо измеряемого транзистора. Это соответствует включению транзистора с крутизной I/R₂.

Измерение крутизны высокочастотных полевых транзисторов производится прибором Л2-38. Этот прибор обеспечивает измерение крутизны в диапазоне значений от 0,5 до 30 мА/В на частотах 100, 250, 400 МГц. Основная погрешность измерения не превышает ±15% от измеряемой величины.

Метод и аппаратура для измерения емкостей полевых транзисторов

Измерение емкостей полевых транзисторов производится по методу, изложенному в ГОСТ 20398.5-74. Измерения проводятся при включении транзистора с общим истоком по принципу емкостно-омического делителя. Он поясняется схемой рис.4.

Напряжение от ВЧ генератора U₁ (его амплитуда не превышает 50 мВ) подается на цепь из последовательно соединенных измеряемой емкости С_Х и резистора R₁ (это и есть емкостно-омический делитель). За счет протекающего высокочастотного тока на резисторе r₁ выделяется переменное напряжение U₂. Это напряжение усиливается и детектируется измерительным усилителем, на выходе которого включен индикатор.

Величина модуля ½U₂½ измеряемого напряжения равна:

где f — частота напряжения генератора.

Сопротивление R₁ и частота выбираются такими, что для всех значений измеряемой емкости выполняется условие: 1/2pfC_X>>R₁, означающее, что ток через С_Х и R₁ определяется практически лишь величиной С_Х. Из последнего условия следует, что

Таким образом, напряжение U₂, измеряемое усилителем, пропорционально значению неизвестной емкости. Шкала индикатора измерительного усилителя получается линейной относительно С_Х.

Схемы включения полевого транзистора при измерении емкостей показаны на рис. 5. Во всех схемах генератор ВЧ подключается к стоку испытуемого транзистора. Резистор R₁, на котором измеряется переменное напряжение, пропорциональное емкости, подключен к затвору. Через дроссель Д_Р1 на сток транзистора подается необходимое постоянное напряжение. При этом дроссель имеет очень малое сопротивление постоянному току, и в то же время, большое сопротивление переменному, что исключает ответвление тока генератора ВЧ в источник питания транзистора.

Конденсатор С₁ является разделительным и препятствует протеканию постоянного тока от электрода стока через ВЧ генератор. В то же время, сопротивление R₁, на частоте f должно быть малым и не влиять на ток в измерительной цепи.

На затвор испытуемого транзистора через резистор R₁ подается необходимое постоянное смещение. Конденсатор С₂ является разделительным и препятствует попаданию постоянного напряжения на вход измерительного усилителя.

Конденсатор С₄ кратчайшим путем соединяет нижний конец резистора R₁ с "землей" измерительного усилителя. Тем самым, между входом и "землей" измерительного усилителя приложено лишь то переменное ВЧ напряжение, которое выделяется непосредственно на резисторе R₁.

Схемы включения транзистора при измерении С_11U, С_12U, С_22U отличаются лишь способом подключения конденсатора С₃. На рис. 5,а при измерении С_11U конденсатор С₃ соединяет по переменному току сток и исток транзистора. В схеме рис.5,б при измерении С_12U соединяет с "землей" исток транзистора. Наконец, в схеме рис.5,в при измерении С_22U им соединяются между собой затвор и исток транзистора. Во всех случаях сопротивление С₃ на частоте f должно быть незначительным, чтобы с достаточной точностью можно было считать переменные напряжения на соединяемых конденсатором электродах одинаковыми.

Для измерения емкостей полевых транзисторов используется прибор Л2-34. В приборе имеется генератор, от которого напряжение с частотой 10 МГц ±10% поступает на измеряемую емкость. Амплитуда переменного напряжения на испытуемом транзисторе не превышает 300 мВ. Диапазоны измерения входной и выходной емкости — 0,3¸30 пФ, проходной от 0,03 до 30 пф. Основная погрешность измерения составляет ±10%.

Частотные и импульсные свойства полевых транзисторов

Как и в биполярных транзисторах, частотные свойства полевых транзисторов определяются временем пролета носителей в канале и паразитными емкостями, присущими конкретному типу и конкретной структуре транзистора. Среднее время пролета £_пр электронами л канала складывается из времени пролета канала V и участка перекрытия АЬ.

В л канале электроны перемещаются со средней дрейфовой скоростью

где средняя напряженность <продольного электрического поля в канале дается формулой Г= (£/_зи — С/_пор)/Х, а I = I’ + АЬ.

В области перекрытия электроны перемещаются со скоростью насыщения о_|1ПС, в результате общее среднее время пролета частиц от истока до стока будет равно

Наличие времени пролета t_np приводит к зависимости крутизны 8 от времени и частоты (см. [34]), т. е. 5 становится комплексной величиной вида

где f_s — 1/(2л*_пр) — предельная частота крутизны, на которой |S| уменьшается в J2 раза при С/_си = const по сравнению со статической крутизной S. При f f_s крутизна S = S

const. В малосигнальной модели полевого транзистора время пролета моделируется постоянной времени £_пр = Я,С_ЗК, где С_зк — емкость затвор—канал, не показанная на рис. 6.8.

Рассмотрим роль емкости затвор—сток С_зс, которая включена в цепь обратной связи. Полная входная емкость С_вх определяется емкостями С_зи и С_зс. При наличии усиления в каскаде емкость Сзс сильн о увеличивает входную емкость. Ток, протекающий через конденсатор обратной связи С_зс, создает дополнительное напряжение на затворе, которое складывается с входным напряжением, т. е. возникает обратная связь по напряжению, которая на высоких частотах может привести к самовозбуждению усилительного каскада. Выходная емкость транзистора, включенного в усилительный каскад при наличии емкости нагрузки С_н, будет равна С_вых = С_си + С_н, где емкость С_си = С_(:„, т. е. С_сп в основном определяется емкостью обратносмещенного р—л-перехода сток— подложка, но поскольку в рассмотренных условиях подложка соединена с истоком, то можно считать что емкость сток—исток и сток—подложка эквивалентны. Анализ показывает (см. [1], п. 5.7), что граничная частота усилителя f_гp связана с предельной частотой крутизны соотношением

Здесь f_гp — частота, на которой модуль коэффициента усиления по напряжению равен 1, а емкость С_зк = С_зи — С_пор(С_Пер — емкость перекрытия затвор—исток).

Таким образом, если С_вых С_зи, то f_гp "С f_s. Обычно эти соотношения справедливы для дискретных транзисторов. В интегральных схемах С_вых и С_зи могут быть соизмеримы и /_гр приближается по значению к /".. Упрощенную модель (эквивалентную схему на рис. 6.8, б) в этом случае применять нельзя.

Импульсный режим работы транзистора широко применяется в цифровых устройствах, преимущественно в полевых транзисторах интегральных схем, и будет рассмотрен в гл. 9 на примере логического элемента — инвертора.

Разновидности полевых транзисторов. Силовые комбинированные транзисторы

К достижениям силовой электроники последних лет относятся разработки таких новых типов транзисторов, как транзисторы со статической индукцией (СИТ и БСИТ) и биполярные транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ). Эти типы транзисторов могут коммутировать токи свыше 500 А и напряжения до 2 кВ. В отличие от тиристоров (см. гл. 6) эти приборы имеют лучшее управление, высокое быстродействие и малое потребление тока по цепи управления.

Биполярные транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ) представляют собой удачное сочетание входного полевого транзистора с изолированным затвором и вертикальным каналом с выходным биполярным п—р—л-транзистором. Имеются много разновидностей таких приборов, однако наибольшее распространение получили приборы, которые в зарубежной литературе имеют название Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT).

Структура IGBT включает два биполярных транзистора — л—р—л (VT,) и р—л—р (VT₂) и полевой транзистор с изолированным затвором VT (рис. 6.11, а).

Как видно из приведенного рисунка, ток коллектора /_К1 транзистора VTj влияет на ток базы транзистора VT₂, а коллекторный ток /_К2 транзистора VT₂ определяет ток базы VTj. В результате структура из двух транзисторов VT_t и VT₂ имеет глубокую внутреннюю положительную обратную связь.

Вводя коэффициенты передачи тока otj для транзистора VTj и а₂ для транзистора VT₂, получим, что /_К2 = /_Э2а₂, Ли = Ли а 1 и >

Рис. 6.11

поскольку токи /_с, /_К1 и /_К2 текут по параллельным ветвям, суммируясь в точке, откуда вытекает ток /_э, то /_э = /_К1 + /_К2 + /_с (см. рис. 6.11, а). В результате ток стока /_с, полученный из последнего соотношения, равен /_с = /_э(1 — а, — а₂).

Поскольку ток стока полевого транзистора /_с = 51/₃, ток ГСВТ транзистора равен

где 5_Э = 5/(1 — а_х — а₂) — эквивалентная крутизна биполярного транзистора с изолированным затвором (ЮВТ), которая может принимать большие значения при + а₂ —* 1. Значения и а₂

можно изменять за счет сопротивлений Я, и Л₂ (см. рис. 6.11, а). На рис. 6.11,6 приведены ВАХ одного из транзисторов типа ЮВТ, где значение крутизны достигает 15 А/В.

Достоинством БТИЗ является значительное снижение падения напряжения на замкнутом транзисторном ключе; это объясняется тем, что в режиме насыщения последовательное сопротивление Я₂ шунтируется двумя насыщенными транзисторами УТ_Х и УТ₂, включенными последовательно. Условное обозначение биполярного транзистора с изолированным затвором приведено на рис. 6.11, в, где отражается гибридность этого прибора, включающего элементы условного обозначения полевого и биполярного транзисторов.

Следующей разновидностью приборов, сочетающих свойства полевых и биполярных транзисторов, являются статические индукционные транзисторы (СИТ). СИТ [35] представляют собой полевые транзисторы с управляющим р—п переходом. Они работают в режиме полевого транзистора, когда на затвор подано обратное напряжение, и в режиме биполярного транзистора, когда на затвор подано положительное смещение и затвор выполняет роль базы биполярного транзистора. По сравнению с биполярными транзисторами СИТ имеют лучшее быстродействие из-за лучшего рассасывания неосновных носителей, появляющихся в канале при прямом смещении р—л-перехода (затвора). Оно обусловлено тем, что в отличие от биполярного транзистора, обратное напряжение на затворе может достигать 30 В. Время включения СИТ практически не зависит от режима работы и составляет 20. 25 нс при задержке не более 50 нс. На этапе выключения происходит рассасывание накопленных в открытом состоянии неосновных носителей,

по аналогии с биполярным транзистором. В результате возникает задержка выключения на время от 20 нс до 5 мкс.

В обычных СИТ при нулевом напряжении на затворе канал находится в хорошо проводящем состоянии (нормально открытое состояние). При подаче отрицательного (обратного) напряжения между затвором и истоком проводимость сильно снижается и транзистор переходит в непроводящее состояние. Нормально открытое состояние при отсутствии управляющего сигнала затрудняет применение СИТ в качестве ключа. Этого недостатка лишены БСИТ (биполярные СИТ), в которых напряжение отсечки технологическими приемами сведено к нулю. БСИТ при отсутствии напряжения на затворе заперты аналогично биполярным транзисторам.

СИТ и БСИТ уступают БТИЗ по быстродействию и мощности управления. К достоинствам СИТ следует отнести очень малое сопротивление канала в открытом состоянии (0,1. 0,025 Ом).

Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 1

Для аналоговых радиоэлектронных устройств с входными полевыми транзисторами (Field Effect Transistor, FET) рассмотрено конструктивное уменьшение входного тока, выбор между интегральными схемами с входными FET и дискретными FET, а также схемотехнические решения каскадов на дискретных FET для преодоления недостатков серийно выпускаемых микросхем.

Введение

В различной радиоэлектронной аппаратуре (РЭА): масс-спектрометрах, фотодетекторах, измерителях pH, биомедицинских приборах, электроизмерительных приборах — требуется регистрация малых токов или высокое входное сопротивление аналоговых блоков для электрических сигналов в некотором диапазоне частот. Обычно для этих целей применяются серийно выпускаемые электрометрические операционные усилители (ОУ), на основе которых создают преобразователи «ток — напряжение», усилители и повторители напряжения. Однако иногда применение высококачественных электрометрических ОУ не позволяет достичь требуемого уровня характеристик вследствие неправильной формулировки цели проектирования, неиспользования в полной мере возможностей и параметров полупроводниковых приборов.

При разработке аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами, прежде всего, необходимо выяснить особенности источника входного сигнала, а именно: его внутреннее сопротивление и емкость, форму сигнала, возможность появления перегрузок и их вид (ток или напряжение, постоянная или импульсная), какая составляющая сигнала содержит полезную информацию, — и с учетом этого выбирать применяемые радиоэлектронные компоненты и схемы их включения.

Так, детекторы частиц представляют собой источники токового импульсного сигнала с большим внутренним сопротивлением и емкостью в диапазоне от единиц до сотен пикофарад, в которых постоянная составляющая сигнала обычно является утечкой детектора и не несет полезной информации. Обработка таких сигналов заключается в преобразовании токового импульса в напряжение, удалении постоянной составляющей, увеличении отношения «сигнал — шум» с помощью фильтров, полоса пропускания которых определяется характеристиками детектора [1], что значительно отличается от регистрации малых токов в другой РЭА, например в электрометрах.

В то же время, проведенный анализ позволил выделить общие проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами: конструктивное уменьшение входного тока и емкости, учет специфики параметров и режимов работы FET, выбор между интегральными схемами с входными FET и дискретными FET, схемотехническая оптимизация каскадов на дискретных FET.

Проблемы конструктивного уменьшения входного тока

Большинство изготовителей аналоговых микросхем в рекомендациях по применению электрометрических ОУ указывают, что для получения минимального входного тока необходимо тщательно проектировать конструкцию аналогового устройства, уменьшать наведенные электростатическими и электромагнитными полями токи в проводниках и токи утечек.

К появлению утечек приводит [2–5]:

• электропроводимость изоляционных материалов, которая при наличии разности потенциалов на печатной плате вызывает поверхностные утечки, резко возрастающие при высокой влажности, запыленности окружающего воздуха или загрязнении платы;
• трибоэлектрический эффект (генерация электрического заряда при трении);
• пьезоэлектрический эффект (генерация электрического заряда при деформации);
• токопроводящие каналы внутри корпусов микросхем с входными FET, появляющиеся при посадке, разварке и герметизации кристаллов.

Возникающее при трибоэлектрическом и пьезоэлектрическом эффектах неравномерное распределение зарядов может вызвать появление паразитных токов.

Большинство конструктивных методов уменьшения входного тока предназначено для радиоэлектронных устройств, выполненных на печатных платах. Однако допускается соединение отдельных компонентов при помощи навесного монтажа. В этом случае используются хорошие электроизоляционные свойства воздуха и осуществляется пайка выводов, соединяемых с входом электрометрического ОУ, без контакта с печатной платой, как показано на рис. 1. Обычно такая конструкция имеет недостаточную жесткость и устойчивость к воздействию механических факторов: вибрации, ударов и пр. Более предпочтительным является применение тефлоновой стойки, на которой непосредственно соединяются входной кабель, выводы резистора и конденсатора обратной связи (ОС), входной вывод ОУ, в то время как остальные выводы ОУ соединены с печатной платой (рис. 2). К сожалению, сопротивление воздуха сильно зависит от влажности, запыленности и поэтому при отсутствии герметизации электрометрического блока может изменяться в широких пределах. С другой стороны, стойка должна изготавливаться из цельного куска тефлона (фторопласта), не допустимы технологические процессы формирования стойки из порошка или зерен, что значительно усложняет получение стоек и увеличивает их стоимость.

Монтаж компонентов на печатной плате, особенно поверхностный, является наиболее технологичным процессом и повсеместно применяется в производстве РЭА. Для уменьшения тока утечки на печатной плате выработан ряд рекомендаций.

Вход электрометрического ОУ и соединенные с ним компоненты необходимо окружить токопроводящими шинами (охранными кольцами) и подключить их к узлу схемы, имеющему малое значение импеданса и тот же потенциал, что и вход ОУ (рис. 3). Так как усиление ОУ велико, то при его использовании с отрицательной ОС разность потенциалов между инвертирующим и неинвертирующим входом близка к нулю. Потенциал несоединенного с входом аналогового блока входа ОУ можно использовать для смещения охранного кольца (рис. 4). Охранные кольца (ОК) значительно уменьшают поверхностную утечку и влияние паразитной емкости монтажа.

Особенности параметров и режимов работы входных полевых транзисторов

Для обеспечения предельно малого входного тока аналоговых блоков применяются различные типы и режимы работы FET:

• транзисторы со структурой металл-окисел-полупроводник (metal-oxide-semiconductor, MOS);
• уменьшение тока утечки затвора из-за инжекции «горячих» носителей заряда в подзатворный окисел в предпробойной области вольтамперных характеристик (ВАХ) короткоканальных MOS транзисторов [6];
• компенсация тока через обратносмещенный p-n переход затвор-сток током через прямосмещенный переход затвор-исток в полевом транзисторе с p-n переходом (Junction Field Effect Transistor, JFET) [7];
• электрическая изоляция верхнего затвора JFET от нижнего для формирования двухзатворного JFET, соединение с входом только верхнего затвора [8, 9, 10];
• изменение входного тока вследствие транзисторного взаимодействия между затворами в двухзатворном JFET [11, 12].

К сожалению, нет «идеального» решения, пригодного для любой аппаратуры.

Так, малый обратный ток затвора MOS-транзисторов трудно использовать в полной мере в аналоговых блоках из-за необходимости защиты затвора от пробоя электростатическим зарядом (ЭСЗ). Элементы защиты обычно имеют утечку, превышающую обратный ток затвора. В MOS-приборах носители заряда движутся в канале, непосредственно контактирующем с поверхностью полупроводника, и поэтому влияние поверхности на основные характеристики очень велико. Такой «поверхностный» характер MOS-прибора в основном определяет повышенный уровень низкочастотного шума, температурную и временную нестабильность статических характеристик, деградацию параметров при радиационном воздействии.

JFET являются «объемными» приборами, их характеристики определяются переносом основных носителей заряда в глубине полупроводника, где влияние поверхностных эффектов незначительно. В связи с этим преимуществом JFET над MOS-транзистором является меньший низкочастотный шум и более высокая стабильность параметров. Экспериментальные исследования выявили, что деградация характеристик JFET при радиационном воздействии значительно меньше, чем MOS-элементов, p-n-p и n-p-n транзисторов [13].

На основе анализа и литературных данных можно сделать ряд выводов по выбору режима работы и конструкции JFET для конкретных применений:

Максимальная крутизна g_MMAX достигается при максимальном токе стока I_DSS:

где β_J — квадратичный передаточный коэффициент (параметр BETA в Spice модели JFET), I_DSS — максимальный ток стока при напряжении затвор-исток, равном нулю (т. е. V_GS = 0), μ — подвижность основных носителей заряда в канале JFET, q — заряд электрона, N — концентрация примеси в канале, a — полувысота проводящей части канала при отсутствии внешнего напряжения, Z — ширина затвора, L — длина затвора.

где S_G — приведенная к затвору спектральная плотность напряжения шума [В/√Гц], V_NG — среднеквадратическое значение напряжения шума, приведенного к затвору, ƒ — частота, S_D — спектральная плотность дробового шума тока стока, g_M — крутизна в рабочем режиме, k — постоянная Больцмана, T — абсолютная температура в градусах Кельвина, I_D — ток стока в рабочем режиме, AF — показатель степени для фликкер-шума, K_F — коэффициент фликкер-шума.

Обычно считают, что AF = 1, при этом

Из (1) и (3) вытекает, что приведенная к затвору составляющая фликкер-шума не зависит от режима работы JFET и обратно пропорциональна отношению ширины затвора к его длине Z/L, а минимальное значение приведенного к затвору шума достигается при максимальном токе стока.

Среднеквадратическое значение напряжения шума в полосе частот от ƒ₁ до ƒ₂, приведенное к затвору, будет:

где V_NG(f2–f1) — среднеквадратическое значение напряжения шума в полосе частот от ƒ₁ до ƒ₂, ƒ_W — частота излома (corner frequency), на которой равны составляющие спектральной плотности не зависящего от частоты шума, так называемого «белого», и фликкер-шума.

Ее можно найти из выражения:

где V_P — напряжение отсечки (параметр VTO в Spice модели JFET).

выходная проводимость, λ — коэффициент модуляции длины канала (параметр LAMBDA в Spice модели JFET).

где C_GCH — емкость затвор-канал, ε, ε₀ — относительная диэлектрическая проницаемость полупроводника, диэлектрическая проницаемость вакуума соответственно, d_ОПЗ — ширина области пространственного заряда (ОПЗ) p-n перехода затвор-канал.

Преимущества двухзатворного JFET поясняет рис. 6, на котором приведена структура активных элементов, сформированных по биполярно-полевой технологии (Bi-JFET) с комбинированной изоляцией элементов окислом и p-n переходом [14].

P-n переход верхнего затвора расположен между областью n+ затвора и p-канала, а нижнего затвора — между областью n-эпитаксиального слоя и p-канала. Очевидно, что площадь p-n перехода верхнего затвора намного меньше, чем нижнего. Более того, с нижним затвором соединен большой по площади переход n+ скрытый слой — p-подложка. Вследствие этого обратный ток верхнего затвора значительно меньше, чем нижнего.

Дополнительным преимуществом двухзатворных JFET при управлении верхним затвором является большая граничная частота. Для них справедливо:

где g_MT и g_MB — крутизна верхнего и нижнего затворов соответственно, C_TGD, C_TGS — барьерная емкость перехода верхний затворсток, верхний затвор — исток соответственно, C_BGD, C_BGS — барьерная емкость перехода нижний затвор — сток, нижний затвор — исток соответственно, C_SUB — барьерная емкость нижний затвор-подложка.

Поскольку концентрация примеси в верхнем затворе (n+ область) JFET обычно больше, чем в нижнем (n-эпитаксиальный слой), то наибольшее сжатие канала осуществляет верхний затвор и g_MT > g_MB. В то же время площадь верхнего затвора меньше, чем нижнего, поэтому барьерная емкость C_TGS существенно меньше суммы C_BGS и C_SUB. В результате указанного, граничная частота верхнего затвора ƒ_TT намного больше, чем нижнего ƒ_TB.

Подобный подход применяется в JFET ОУ AD549 фирмы Analog Devices [2, 8], в двухзатворных n-JFET фирмы MOXTEK [9] и InterFET [10]. Последняя называет двухзатворные JFET «тетродами» и изготавливает их по специальным заказам.

Сравнение структуры двухзатворного p-JFET и n-p-n транзистора показывает, что они отличаются только глубиной залегания и концентрацией примеси в двух полупроводниковых областях, которая в n-p-n транзисторе выбирается для обеспечения требуемого коэффициента передачи тока, а в p-JFET — напряжения отсечки. Так, двухзатворный p-JFET можно включать как n-p-n транзистор или как JFET с транзисторным взаимодействием верхнего и нижнего затворов. Примеры использования такого взаимодействия будут рассмотрены в следующих публикациях.

Высокочастотные быстродействующие приборы

Высокочастотные приборы находят широкое применение в области связи и радиовещания, а также в лабораторных установках для проведения радиочастотных измерений (резонансные явления, плазма, ускорители частиц и т. п.). Быстродействующие ключи являются неотъемлемыми элементами вычислительных машин и других цифровых устройств. Высокочастотные и быстродействующие приборы — это линейные и цифровые устройства, работающие в той области частот, где работа схем начинает определяться эффектами межэлектродных емкостей, индуктивностями проводов, накоплением зарядов и длинами волн.